1、武滗理歹大穿学 位 论 。文题 目整担控剑圣yS)巡旦旦全楹变逸墨的婴究英文题 目 Research on Phaseshittcontrol ZVS PWMDCDC Full-bridge Converter研究生姓名 医 强指导教师 姓名避墅显一职称麴拯二学位姓单位名称 自动丝堂院 邮编垒圣QQ2Q一申请学位级别亟学科专业名称电王理途皇新技本论文提交日期2Q!生堇旦论文答辩日期 2Q!生且学位授予单位武这堡王太堂学位授予日期答辩委员会主席 评阅人年 月 日；，。独创性声明lIllllllI i11IIIIII 11 IIII IllllllLI LIIIlll 11IY1 879675本人
2、声明，所呈交的论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得武汉理工大学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。学位论文使用授权书本人完全了解武汉理工大学有关保留、使用学位论文的规定，即学校有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权武汉理工大学可以将本学位论文的全部内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存或汇编本学位论文。同时授权经武
3、汉理工大学认可的国家有关机构或论文数据库使用或收录本学位论文，并向社会公众提供信息服务。(保密的论文在解密后应遵守此规定)研究生(签名)：喇么 导师(签名)轰戳日期武汉理工大学硕士学位论文中文摘要开关电源由于高频化发展的需要，软开关变换技术应运而生。全桥功率变换器在中、大功率变换中占有重要的地位，而移相控制全桥功率变换器，只通过控制方式的改变，不需要增加额外的功率器件，就可以方便的实现软开关。移相控制零电压开关脉宽调制直流直流(ZVS PWM DCDC)全桥变换器是软开关PWM技术中的一种。由于移相式全桥ZVSPWM控制技术具有高频、低噪、高效等优点，故被广泛应用于中、大功率开关电源中。本文首
4、先从理论上分析了各种电路拓扑，并比较了全桥变换器和组合双管正激变换器各自的优缺点，指出全桥变换器在中、大功率变换中的优势，然后分析了全桥逆变器的各种控制方式以及在各种控制方式下负载性质和大小对逆变输出电压的影响，对移相控制ZVS PWM DCDC全桥变换器各个时间段的工作情况进行阐述，比较说明了超前臂和滞后臂实现ZVS的差别，并分析了移相控制中占空比丢失和副边整流二极管的换流情况。最后，利用UC3875作为主控芯片设计了一台50V40A基于移相控制全桥变换器样机，详细的介绍了整个电源系统中各种参数的选取和计算。通过对样机的实验，验证了电路的工作原理，通过对实验中波形和数据分析，指出整个电路存在
5、的不足，提出今后需要进一步改进的方向。关键字：移相控制，软开关，零电压开关，全桥变换器，开关电源武汉理工大学硕士学位论文ABSTRACTAccording to the demand of highfrequency for switching power supplies，technique of soft-switching is producedFullBridgeB)converter is more importantin medium-high power converter,while phase-shift pS)FB Converter锄easilyachieve soft-
6、switching by only changing its controlling mode，without addingadditional power componentsPhaseshifted zero-voltage-switching PWM DCDCconverter(PS-ZVS-PWM DCDC converter)is one of the topologies usingsoft-switching PWM techniqueThe control technique of phase-shifted fullbridgezero-voltageswitching pu
7、lse-width-modulation is widely applied to manymediumhigh power-switching supplies，which has a lot of merits：lower noise,andhigher transfer efficiencyThe paper first analyses various c打cuit topologies and compme the FB Converterand Combined Two Transistor Forward Converter,then points out the advanta
8、ge ofthe FB Converter especially in medium or large power convertingIt analyses thecontrolling mode of the FB converter and the infection by the character of load invarious controlling modeIt analyses every period of PS zero-voltageswitching(zvs)pulse-width-modulated(PWM)DC-DC FB Converter detailed,
9、and illuminates thedifferences between its leading leg and lagging led when achieving soft-switching,then introduces the duty cycle loss and current-transition of secondary DiodeA50V40A FullBridge PhaseShift PWM ZVS converter iS designed on the base ofUC3875The paper in detail introduces the design
10、of the every parameter in wholepower systemIn the end,the paper verifies the theory of the circuit through the experimentsand relevant waves and data,and points out the short of the circuit and what needs tobe improved latterKey words：PS con仃ol，Soft-switching，ZVS，FB Converter,Switching power supply1
11、3本文主要研究内容2第2章相关理论概述321 DCDC变换器3211反激式变换器3212正激式变换器4213推挽式变换器5214桥式变换器6215半桥变换器与双管正激变换器的比较7216双管正激组合变换器722软开关技术8221软开关技术的实现策略9222软开关变换电路拓扑及控制方式923 DCDC全桥变换器控制理论。1 O231全桥逆变器控制方式10232 DCDC全桥变换器14第3章移相控制ZVS PiN DCDC全桥变换器设计l 631移相控制ZVS PWM DCDC全桥变换器的基本工作原理一1632两个桥臂实现ZVS的差异2232。1实现ZVS的条件22322超前桥臂实现ZVS2232
12、3滞后桥臂实现ZVS2233占空比的丢失2334整流二极管的工作情况。23第4章移相全桥变换器的实现。2541输入整流滤波部分。26411铝电解电容C选择26412软启动限流电阻的选择。27J11l28一2829。29293030442高频变压器的设计32443输出滤波电感的设计34444输出滤波电容的设计36445谐振电感的设计一3645功率器件的选取37451主功率管的选择37452高频整流管的选择3746控制电路以及驱动电路设计。38461 UC3875简介38462控制电路及其参数设计4047驱动电路4348数据采集和通信电路。4448。1基准信号。45482信号采集和信号调理4548
13、3数码显示4649辅助电源4641 0电路实验及波形分析4741 01控制电路和驱动电路实验波形4741 02主电路实验波形。49结束语5 l致谢52参考文献53W武汉理工大学硕士学位论文11研究的研目的和意义第1章绪论DcDc变换器将输入的直流电压，经过高频斩波或高频逆变后，通过整流和滤波环节，转换成所需要幅值的直流电压。它在家用电器、工业控制、通信、国防、交通等领域都有广泛的应用。DCDC变换器作为开关电源中的重要组成部分，人们对其性能、重量、体积、效率和可靠性也提出了更高的要求。随着近年来电子技术的迅猛发展，新的电子元器件、新的电磁材料、新的变换技术、新的控制理论和软件不断涌现，使得高效
14、率、高功率密度、高质量输出和高可靠性成为包括DcDC变换器在内的各种功率变换器不断追求的目标，同时也使这一目标的实现成为可能n1。在DCDC变换器中，高功率密度和大容量化是其主流发展方向之一。在某些特殊的应用领域，例如需要蓄电池供电的场合、新能源技术中太阳能与燃料电池的研究与开发、电动汽车的研究与开发和军工等领域，需要将十几伏至二十几伏的低压直流电，转换成几百伏的高压直流电，供给逆变器或其它负载使用。低压大电流输入情况下的DCDC变换器急待解决的一个问题就是效率问题，即如何降低损耗。由于低压大电流输入DCDc变换器应用的领域比较少，导致对低压大电流输入、高压大功率输出的DCDC变换器的研究也很
15、欠缺，有必要对这类变换器进行研究和探讨，选择出合理的方案，研制出在低压大电流输入情况下的高功率密度，高可靠性、高效率、大容量的DCDC变换器。本论文正是针对这一背景提出来的。12国内外的发展现状在高频化和大容量化方面，国内外对DCDC变换器的研究都取得了长足的进展，其发展速度是相当快的。在高频化方面，国外己研制出了开关频率几千赫兹甚至几十千赫兹的DcDC变换器，国内对几千赫兹的DcDC变换器的研究也正日趋成熟。在大容量化方面，国内DCDc变换器单机输出功率已达到了几千至十几千伏安。DcDc变换器中软开关技术的使用越来越普遍，逐渐取代了硬开关技术，已成为趋势。最早的软开关技术是谐振变换器(Res
16、onant Converter)。但是谐振变换器，诸如串联谐振变换器(series Resonant Converter，SRC)、并联谐振变换器(Parallel Resonant Converter，PRC)、以及准谐振变换器(Quasi武汉理工大学硕士学位论文Resonant Converter，QRC)和多谐振变换器(Multi Resonant Converter，MRC)很难实现PWM控制，而是通过频率调制方式(Frequency Modulation，FM)来控制。为了在很宽的输入电压和负载变化范围内调节输出电压，开关频率范围要求很宽，一方面使得控制方式变得复杂，另一方面也使得输
17、出滤波器的优化设计十分困难，磁性元件体积和重量的减小受到限制，而且开关管和谐振电感、谐振电容的电压和电流应力较大。为了消除因频率调制而造成的不足，人们提出了恒频谐振变换器。尽管这类变换器的开关频率恒定，但是由于变换器的谐振电感串联在主电路内，谐振电感和电容一直参与工作，一方面开关管和谐振电感、谐振电容的电压和或电流应力较大，另一方面变换器在轻载时可能失去零开关条件。为了减小开关管和谐振电感、谐振电容的电压和电流应力，DrG CHua在90年代相继提出了零电压转换(Zero-Voltage-Transition，ZvT)和零电流转换(Zero-Current-Transition，ZCT)的概念
18、。其主要原理是：变换器采用P删控制，开关频率恒定。谐振电路只是在开关切换时才工作，使主开关管实现ZVS或ZCS。ZVT和ZCT的思想就是将P删控制和谐振变换器结合起来，既可实现恒频控制，又能实现开关管的软开关，同时也减小了开关管和谐振电感、谐振电容的电压和或电流应力，是DCDC变换器技术发展的趋势之一嗍。13本文主要研究内容DcDC变换器中，移相控制软开关全桥变换器是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，尤其是在中、大功率的应用场合。本文将首先介绍DCDC全桥变换器的控制理论，然后说明在全桥变换器拓扑形式下，可以通过移相控制的方式来实现软开关，并着重对移相控制ZVS P删DCDC全桥变换器的工作过
19、程进行详细分析和计算，最后通过最大输出功率为2千瓦(50V40A)基于移相控制ZVS P删DCDc全桥变换器的直流电源的研制对电路工作的原理进行论证。本课题将主要就以下几个方面进行研究：对直流变换器中各种拓扑结构的选择以及它们各自的特点进行比较；对全桥变换器各种控制方式的特点进行分析；对高频变压器以及滤波电感等磁性器件的参数进行设计：对全桥驱动电路的驱动方式以及保护电路进行分析和设计。221 DCDC变换器DCDC变换器主要有六种基本的电路拓扑结构，分别是降压式BUCK变换器，升压式BOOST变化器，升降压式BUCK-BOOST变换器，CUK变换器，Zeta变换器和Sepie变换器，如图21所
20、示旧1。在实际应用中，一般都会加上一级变压器进行电气隔离，这样可以方便扩大变换器的变压范围，并且还可以实现多路电压的输出。这种隔离式的电路拓扑形式主要包括反激式变换器，正激式变换器，推挽变换器和桥式变换器。S =D三Cq-iII 】 J胁(a)Buck变换器(c)Buck-Boost变换器? 一幻上一o上 工名叫】 。D卯上o l 一(b)aoost变换器一1l：。I 吐t一I三JI，el。饥、 s? 3l一 上(d)Cuk变换器(e)Zeta变换器(0Sepie变换器图21 DCDC变换器主要拓扑结构图211反激式变换器图22所示是反激式变换器拓扑。反激式变换器是从Buck-Boost式变换
21、器演化而来的。在反激式变换器中，隔离变压器不但实现变压，还进行能量的储存，因此，反激式变换器需要的电路元件很少，同时反激式变换器对于多路输出的负载有很好的自动平衡能力，故它也适合与多路输出的DCDC。但是，由于变压器工作于电感的方式，其磁芯利用率很低，体积也比较大。3武汉理工大学硕士学位论文212正激式变换器D罡图22反激式变换器结构图图23所示是正激式变换器拓扑。正激式变换器是Buck式变换器演化而来的，与反激式变换器相比，它的变压器并不存储能量只作为能量传输的介质，在中小功率的拓扑中，由于它工作的高可靠性，其应用非常广泛，是直流电源变换开关电路的优选方案。DRlI 刀 TDR2占 I： j
22、 【 -i=l i图23正激式变换器结构图在上面两种变换器中，正激式变换器和反激式变换器的变压器都是单向磁化，为了保证磁芯能够完全复位，最大占空比必须低于O5，因而，副边负载的电流脉动比较大。开关管截至时，正激变换器中所承受的反向电压为两倍的直流母线=2E，反激变换器为副边反射电压与母线电压之和电压=+E。J刀。I牛一I图24双管正激变换器结构图4图2-5双管反激变换器结构图为了改善截止时耐压的能力，在单管反激变换器和单管正激变换器的基础上可以采用双管工作的形式，如图24和25，分别是双管正激变换器和双管反激变换器拓扑。此时，双管正激每个开关管截止时所承受的电压为：圪。=g，双管反激变换器为：
23、=去(+D。Z由于双管反激变换器自身的限制，在中大功率的场合中很少选用。而双管正激变换器，由于不存在桥臂直通的情况，可靠性高，在中大功率中，越来越受到设计者的青睐，通过对变换器进行各种串并的组合和改进，可以形成各种形式的正激变换器组合，克服了正激变换器本身的一些缺点，有很多文献在这些方面作了深入研究。而对于桥式变换器，虽然存在同一桥臂直通的危险，但是其电路简单，高效，对它的研究已经比较成熟，自然也是设计者的首选方案。213推挽式变换器图26所示是推挽式变换器拓扑。推挽式变换电路用的开关器件少，磁芯双向磁化，变压器体积小，但是推挽电路开关管上承受的电压较高，大于两倍的直流母线电压，所以它只能使用
24、于输入电压不高的情况。5钾1 一I kl 一 =。_、 一而 l刀 U，J C 当0 _、 luI ，rIO拙2 D2弋7l图26推挽变换器结构图推挽变换器，其主变压器原边绕组匝数比桥式电路多一倍，而且有中心抽头。这对于大功率的变换器来说，电流大、导线比较粗，变压器将会很难绕制，原边绕组的漏电感也会比较大，容易造成电压尖峰，对开关管不利。并且，由于电路参数的不对称性很容易引起变压器磁芯的偏磁，导致功率管的损坏，必须采用电流控制方式。因此推挽电路虽然能够输出比较大的功率，但还是比较适合于小功率、输入电压比较低的场合。214桥式变换器桥式变换器分为半桥变换器和全桥变换器，如图27和28，分别为半桥
25、变换器和全桥变换器的电路拓扑。图28全桥变换器结构图桥式变换器中，开关管的耐压为直流母线电压；其磁芯都是双向磁化，在输6武汉理工大学硕士学位论文出相同功率的情况下，变压器的体积是正激变换器等磁芯单向磁化变换器的两倍；并且，由于桥式电路由BUCK电路演化而来，输出端电流脉动小，因而是中大功率变换电路中的首选电路拓扑。215半桥变换器与双管正激变换器的比较对于同样是两个开关管的双管正激变换器和半桥变换器，在输出同样功率的情况下，它们各自有着自己的优缺点。在半桥变换器中，功率管关断时，开关管所承受的反向电压圪。与双管正激变换器一样，都是直流母线电压。对于变压器副边整流管，正激变换器峰值电压比桥式变换
26、器高一倍，因为它的占空比只有半桥变换器的一半，因此副边整流二极管的耐压值为半桥变换器的二倍。对于输出滤波电感和电容的选择，因为半桥变换器次级输出为全波而双管正激变换器输出的是半波，所以半桥变换器的方波频率是正激变换器的两倍，从而半桥变换器输出电感L、输出电容C的数值要小。并且，正激变换器的变压器原边承受的是直流母线电压E，而半桥只是母线电压的一半，因而初级绕组的匝数是半桥的两倍。可以看出，对于输出同样功率的情况下，两只开关管组成的半桥变换器在磁芯的利用率，变压器、滤波电感的设计及副边整流二极管的选择都要比双管正激变换器有优势。216双管正激组合变换器前面在双管正激变换器中曾经提到过，通过对变换
27、器进行各种串并的组合和改进，可以形成各种形式的正激变换器组合，图2-9所示为并一并组合的双正激变换器嘲。7图29双管正激并一并组合变换器结构图对于四管组成的全桥变换器与四管并并组合的双管正激变换器相比，全桥变换器磁芯利用率高，但存在桥臂直通问题，选择正激变换器最大的优势在于完全避免了桥臂直通的危险。22软开关技术众所周知，为了要提高DCDC变换器的功率密度，使变换器体积更小，重量更轻，就必须要求变换器工作在更高的开关频率。但是，在常规的PWM(硬开关)工作方式下，工作频率的不断提高会引起众多问题嘲眦1：图210功率管开关时的电压和电流波形图开关损耗大由于功率开关管并不是理想的开关，开通和关断不
28、能瞬间的完成，是需要一定的时间。开通时，开关管两端的电压并不是立即下降到零，而是有一个下降时间，此时通过开关管的电流也不是立即上升到负载电流，如图210所示，电流3武汉理工大学硕士学位论文波形和电压波形形成了重叠，波形重叠部分的面积即开关管开通时的能量损耗。可以计算出，在一个开关周期内，开通所损耗的能量为：既=【“七西同样，关断损耗的能量为： =I町毛出式中，乙为开通时间，k为关断时间。如果开关频率为Z，则总的损耗功率为P=匕+=工(+)。因此，开关的损耗会随着频率的升高成线性上升。感性关断电压尖峰大。当开关管关断时，寄生电感与寄生电容产生谐振，产生很高的尖峰电压加在开关管上，容易造成开关管的
29、击穿。过大的dvldt会产生严重的电磁干扰。容性开通的电流尖峰。当开关管导通时，结电容上的储能C92 12将以电流的形式全部消耗在开关管上，一方面增大了开关的损耗，一方面在开关管上产生巨大的电流尖峰，过大的dildt将产生严重的电磁干扰噪声，并通过Miller电容耦合到驱动电路和控制电路。造成系统的不稳定。上述问题严重妨碍了开关管工作频率的提高。而软开关技术的引入为克服上述缺陷提供了一条有效的途径。221软开关技术的实现策略从上面的分析可以知道，开关损耗包括开通损耗和关断损耗，为了减小损耗，无论是减小开通损耗和减小开通损耗都可以通过限制电压和电流的开关波形入手，减小或者根本上消除波形的重叠区。
30、减小开通损耗的方法：限制电流上升率，实现零电流开通。在开关管开通前，必须使电压下降到零，实现零电压开通。减小关断损耗的方法：在开关管关断前，使其电流减小为零，实现零电流关断。限制电压上升率，实现零电压关断。222软开关变换电路拓扑及控制方式PFM软开关变换器一准谐振变换器(QRCS)准谐振变换(Quasi-resonant Converters)是一种成熟的技术，在电源消9武汉理工大学硕士学位论文费电子产品领域已获得了广泛应用。通过谐振使开关管上的电流或电压按标准的正弦规律变换，从而创造出零电流或零电压开关的条件，准谐振变换器能极大的减小变换器的开关损耗和开关噪声。在准谐振变换器中，输出电压的
31、调节是通过调节开关频率来实现，故也被称为PFM软开关变换器。PWM软开关变换器由于PFM控制方式固有的缺点，人们随后又提出了ZCSPWM变换器及ZVSPWM变换器。这种类型的变换器，通过将准谐振变换器与常规的PWM变换器相结合，通过附加的辅助有源开关阻断谐振过程，使电路在一个周期内，一部分时间按ZCS或ZVS准谐振方式运行，另一部分时间按PWM方式运行，既具有软开关的特点，又具有PWM频率恒定的特点。23 DCDC全桥变换器控制理论DCDC全桥变换器是通过全桥逆变器将直流母线电压逆变为高频方波，然后经过高频整流、滤波得到所需要的直流电压，如图2一ll，为DCDC全桥变换的基本框图。直 全 高
32、直桥 频逆 整!流 变 流 流图21l DcDC全桥变换基本框图231全桥逆变器控制方式要研究DCDC全桥变换器控制理论，有必要首先讨论全桥逆变器的控制原理。DCDC全桥变换器的控制理论是建立在全桥逆变器控制理论的基础之上。全桥逆变器主要有三种控制方式：双极性控制方式、有限双极性控制方式及移相控制方式例。全桥逆变器的主电路如图212所示，由功率管Q1Q4，反并联二极管Dl-D4构成，E为输入直流母线电源电压。本节将详细讨论全桥逆变器的三种控制方式。102311双极性控制方式双极性控制方式，是两斜对角的开关管同时开通和关断的控制方式，其负载上的电压波形1，仰与负载的性质和大小都有关系。(1)负载
33、为电阻性负载LQ9 Q2Q3rJ11rJ图213电阻性负载电压波形图若负载为电阻性负载R，则有电流流过电阻，如的波形与1，肚相同，幅值如=e足。故Q1和Q4导通，流过Ql和Q4的电流为E&，Q和Q导通时的电流也为ER，而反并于功率管的二极管口至皿中没有电流通过。驱动波形和负载上的输出电压如图2-13所示，调节的宽度，从而调节的有效值大小。(2)负载为感性负载若变换器的负载乙为感性负载，Ql和Q4导通时，=E，在E的作用下，负载电流从零开始增加，增加的斜率为掣：导。at 厶该电流在t=D；，即Q1和Q4将关断时达到最大值，屯一：E导罢。Ql和珐关断后，该电流不可能突然变化，仍将按原方向流动，故必
34、使B和皿导通，于是1，肋=-E，Vo极性也反向。在这个电压作用下电感电流减小，减小速度与Ql和Q4开通时的增长速度相同，如图2-14所示，图中，易即为电感电流f。在这种情况下，变压器原边和副边电压波形和电阻性负载时有很大不同，当四个开关管都截止时，负载上仍然会承受一个反向的电压，由图214可以看出。因此，输出电压vo的波形不仅由Ql和Q4的导通状态决定，而且与负载的性质有关。LQh幺 Q2Q3rJ：r： il： ： 。 ； 卜H L1、r N7 ：图215电感性负载在占空比大于05时的电压和电流波形图当占空比D12，即导通的时间乙Z4时，1，佃波形成为180。的方波，D在12至1范围内变化时，
35、棚始终为180“方波，不受D的影响，如图215。由此可见，全桥逆变器在感性负载时不宜采用这种脉宽控制方式。2312有限双极性控制方式全桥逆变器的另一种控制方式是有限双极性控制方式，它是让一个桥臂的两个管子(例如Q1和Q3)为PWM工作，另一桥臂的Q2和Q轮流导通半个周期，Q和幺导通时间重叠乙时间，珐和Q2导通时间重叠也为乙时间。这种控制方式下，逆变器空载和电阻负载时的输出I电压,van和电流fR波形与上一种控制方式相同。Q3电感负载时，电压和变压器副边电流屯(乇)的波形如图216所示。12武汉理工大学硕士学位论文LQJ QrI9 9rI； 。 (rlT,2图216电感性负载在有限双极性控制下的
36、电压和电流波形图Ql和Q4导通时，VAB=E，负载电流屯的增长率di_!，L。：争，L为负载电感量。“ 厶7在f=D詈时，Q1关断，D3续流，形成由岛、L和Q4构成的续流回路，故二=O。因为该回路中没有外电源，若不计电路损耗，则电流f，保持不变，直到f=瓦2，Q3关断，Q2和Q3导通，电流屯才下降。在这种控制方式下，仅与开关器件状态有关，与负载性质和大小无关。2313移相控制方式全桥逆变器的第三种控制方式是移相控制方式。在这种控制方式下，每个开关管导通180。，Ql和Q3轮流导通， Q2和Q4也是一样，但Ql和Q4不同时导通。若Ql先导通，Q4后导通，两者导通相差口电角度，这个角度就定义为移相
37、角口，如图217所示。其中Ql和g分别先于Q和Q导通，故称Ql和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q2和Q4组成的桥臂为滞后桥臂。负载为电阻性负载时，电压波形1，脑与图213相同。电感负载时的电压和电流波形如图217所示，和图216相同，疗不会畸变。方波电压，仙的宽度仅与移相角of有关，口=O，则为宽180。的方波。Of越大则波形越窄，与图2-16中减少Q1和Q3的占空比时情况相同。武汉理工大学硕士学位论文L9 9 QlrfQ 9 LrfLi，rlf三，K2滤波电容C，很大，负载上的输出电压基本上恒定不变，(1) 开关模态1原边电流f。正半周功率输出16(K2。+)生dt=EK，变压器原边电处于换流过
38、程。边电流fp=，(31)初始条件为：(o)=厶令如=K20+，解上面微分方程可得：E-FKVo f+(3-2)ztt时刻，关断开关管Q，这个时间段结束时，达到最大值，这个时间段的长度为： 五=是岛(3-3)(2) 开关模式2超前臂谐振过程(桥臂死区时fHJtd。内)tl，t2，对应图3-3。在t。时刻关断Ql，原边电流从Ql中转移到C3和C1支路中，给Cl充电，同时G放电。由于有C3和cI，电容两端的电压不能突变，所以Ql是零电压关断。图3-3超前臂谐振过程图誓=岛等砘，一刀ro17(34)(35)武汉理工大学硕士学位论文初始条件，(o)-E (0)=可以解得：Vc3=kVo+(EkVo)C
39、Osallt一Zl sinq，=七+cos(ca,t+f1) (36)=半血咐LcosaTlt=钿sinhM) (3_7)热q=鬲1一件压中： Cxl=q+c3，岛=七20，=板云五瓦厂砑，l蛳= ，fl=tg-I EIvZ_引2y_!：。从上述分析中可以看出，在此段时间内电路处于一个很复杂的谐振过程，如果考虑滤波电感，很大，可以认为这段时间内原边电流基本不变。=(f1)=Iv(3-8)心3(，)=E一云已f (3-9)当vc，下降时，原边电压随着下降，当0，流过M的电流大于流过M2的电流，即：tl2 (339)f5时刻，原边电流f。=0：。=2=去0 (3-40)即：f5，t6时段，ip0，流过札。的电流小于札：中流过的电路，即：l2 (3-41)在气时刻，ip=一iziK，M：中流过全部负载电流，M。中的电流为零，：=0l=O(342)(343)此时，DRl关断，DR2承担全部负载电流，从而完成整流管的换流过程。
