1、1精通开关电源设计笔记三种基础拓扑（buck boost buck-boost）的电路基础： 1， 电感的电压公式 ，推出 IV T/LdtILVT2， sw 闭合时，电感通电电压 VON，闭合时间 tON sw 关断时，电感电压 VOFF，关断时间tOFF3， 功率变换器稳定工作的条件：I ONI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。那么由 1，2 的公式可知，V ON LI ON/t ON ， VOFF LI OFF/t OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ONtONV OFFtOFF4， 周期 T，频率 f，T 1/f，占空比 Dt ON/Tt ON/（t ONt OFF）t
2、 OND/f TDt OFF（1D）/f电流纹波率 r P51 52 rI/ I L2I AC/IDC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值IE t/L H EtVT（时间为微秒） 为伏微秒数， L H 为微亨电感，单位便于计算rE t/（ IL L H）I L L HE t/rL HE t/（r* IL）都是由电感的电压公式推导出来r 选值一般 0.4 比较合适，具体见 P53电流纹波率 rI/ I L2I AC/IDC 在临界导通模式下，I ACI DC，此时 r2 见 P51rI/ I LV OND/Lf ILV O （1D）/Lf I LLV OND/rf IL电感量公式：LV O （
3、1D）/rf I LV OND/rf IL设置 r 应注意几个方面：A,IPK（1r/2）I L开关管的最小电流，此时 r 的值小于 0.4，造成电感体积很大。B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式 P24-26，最大负载电流时 rI/ I LMAX,当 r2 时进入临界导通模式，此时 rI/ I x2负载电流 Ix（r /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流 3A，r 0.4，则负载电流为（0.4/2）30.6A 时，进入临界导通模式避免进入临界导通模式的方法有 1，减小负载电流 2，减小电感（会减小 I，则减小 r）3，增加输入电压 P63电感的能量处理能力 1/
4、2LI2电感的能量处理能力用峰值电流计算 1/2LI2PK，避免磁饱和。确定几个值:r 要考虑最小负载时的 r 值 负载电流 IL IPK 输入电压范围 VIN 输出电压 VO最终确认 L 的值基本磁学原理：P71以后花时间慢慢看电磁场与电磁波用于 EMC 和变压器H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位 A/mB 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T）或韦伯每平方米 Wb/m2恒定电流 I 的导线，每一线元 dl 在点 p 所产生的磁通密度为 dBkIdla R/R2dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由 dl 指向点 p 的单位矢量，距离矢量为 R，R 为从
5、电流元 dl 到点 p 的距离，k 为比例常数。在 SI 单位制中 k 0/4 ， 0=4 10-7H/m 为真空的磁导率。2则代入 k 后，dB 0IdlR/4 R3 对其积分可得 B340RCIdl磁通量：通过一个表面上 B 的总量 ，如果 B 是常数，则 BA，A 是表Sds面积HB/B H， 是材料的磁导率。空气磁导率 0=4 10-7H/m法拉第定律（楞次定律）：电感电压 V 与线圈匝数 N 成正比与磁通量变化率VNd/dtNAdB/dt线圈的电感量：通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值 L=H*N/I磁通量 与匝数 N 成正比，所以电感量 L 与匝数 N 的平方成正比。这个比例
6、常数叫电感常数，用 AL表示，它的单位是 nH/匝数 2（有时也用 nH/1000 匝数 2）L=A L*N2*10-9H所以增加线圈匝数会急剧增加电感量若 H 是一闭合回路，可得该闭合回路包围的电流总量 HdlIA，安培环路定律结合楞次定律和电感等式 可得到dtILVVNd/dtNAdB/dtLdI/dt可得功率变换器 2 个关键方程：BLI/NA 非独立电压方程 BLI/NABVt/NA 独立电压方程 B ACB/2V OND/2NAf 见 P72-73N 表示线圈匝数，A 表示磁心实际几何面积（通常指中心柱或磁心资料给出的有效面积Ae）BPKLI PK/NA 不能超过磁心的饱和磁通密度由
7、公式知道，大的电感量，需要大的体积，否则只增加匝数不增加体积会让磁心饱和磁场纹波率对应电流纹波率 rr2I AC/IDC2B AC/BDCBPK（1r/2）B DCB DC2B PK /（r2）BPK（12/r）B ACB ACr B PK /（r2）B2 B AC2r B PK /（r2）磁心损耗，决定于磁通密度摆幅 B，开关频率和温度磁心损耗单位体积损耗体积，具体见 P75-763Buck 电路5， 电容的输入输出平均电流为 0，在整个周期内电感平均电流负载平均电流，所以有：IL Io6， 二极管只在 sw 关断时流过电流，所以 IDI L（1 D）7， 则平均开关电流 IswI LD8，
8、 由基尔霍夫电压定律知：Sw 导通时：V IN V ONV OV SW V ONV INV OV SWV INV O 假设 VSW 相比足够小VOV INV ONV SWV INV ONSw 关断时：V OFF V OV D V OV OFFV DV OFF 假设 VD 相比足够小9， 由 3、4 可得 Dt ON/（t ONt OFF）V OFF/（V OFF V ON）由 8 可得：DV O/（V INV O）V ODV O/ VIN10，直流电流 IDC电感平均电流 IL，即 IDCI LI o 见 511，纹波电流 IACI/2V IN（1D ）D/ 2LfV O（1D）/2Lf由 1
9、，3、4、9 得，IV ONtON/L（V INV O）D/Lf（V INDV IN）D/LfV IN（1D）D/ LfI/ t ONV ON/L（V INV O）/LIV OFFtOFF/LV OT（1D）/LV O（1D）/LfI/ t OFFV OFF/LV O/L12，电流纹波率 rI/ I L2I AC/IDC 在临界导通模式下，I ACI DC，此时 r2 见 P51rI/ I LV OND/Lf IL(V INV O)D/Lf ILV O （1D）/Lf I LV O（1D）/Lf I L13，峰峰电流 IPPI2I ACrI DCr IL14，峰值电流 IPKI DCI AC（
10、1r/2）I DC（1r/2）I L（1r/2 ）I O最恶劣输入电压的确定：VO、I o 不变， VIN 对 IPK 的影响：DV O/ VIN VIN 增加DI, I DCI O,不变，所以 IPK要在 VIN 最大输入电压时设计 buck 电路 p49-514例题：变压器的电压输入范围是 15-20v，输出电压为 5v，最大输出电流是 5A。如果开关频率是 200KHZ，那么电感的推荐值是多大？解：也可以用伏微秒数快速求解，见 P69（1） buck 电路在 VINMAX=20V 时设计电感（2） 由 9 得到 DV O/ VIN5/200.25（3） L=VO（1D）/ rf IL5*
11、(1-0.25)/(0.4*200*10 3*5)=9.375H（4） IPK（1r/2）I O（ 1+0.4/2）*56A（5） 需要 9.375H 6A 附近的电感例题：buck 变换器，电压输入范围是 18-24v，输出电压为 12v，最大负载电流是 1A。期望电流纹波率为 0.3（最大负载电流处） ，假设 VSW1.5V ， VD0.5V，并且 f150KHz 。那么选择一个产品电感并验证这些应用。解：buck 电路在最大输入电压 VIN24V 时设计15，二极管只在 sw 关断时流过电流负载电流，所以 IDI L（1D）I O16，则平均开关电流 IswI LD17，由基尔霍夫电压定
12、律知：Sw 导通时：VIN V ONV SW V ONV INV SWVONV IN 假设 VSW 相比足够小Sw 关断时：VOFF V INV OV D V O VOFFV INV DVOV OFFV IN 假设 VD 相比足够小VOFFV OV DV INVOFFV OV IN18，由 3、4 可得 Dt ON/（t ONt OFF）V OFF/（V OFF V ON）由 17 可得：D（V OV IN）/（V OV IN）V IN （V OV IN） / VOV INV O（ 1D）19，直流电流 IDC电感平均电流 IL，即 IDCI O/（1D）20，纹波电流 IACI/2V IND
13、/2LfV O（1D）D/2Lf由 1，3、4、17，18 得，5IV ONtON/LV INTD/LV IND/LfI/ t ONV ON/LV IN/LIV OFFtOFF/L（V OV IN）T（1D ）/LV O（1D）D/Lf I/ t OFFV OFF/L（V OV IN）/L21，电流纹波率 rI/ I L2I AC/IDC 在临界导通模式下，I ACI DC，此时 r2 见 P51rI/ I LV OND/Lf ILV O （1D）/Lf I LLV OND/rf ILrV OND/Lf ILV IND/Lf IL=VO （1D）/Lf I L(V OV IN)（1D ）/Lf
14、 I L电感量公式：LV O （1D）/rf I LV OND/rf ILr 的最佳值为 0.4，见 P5222，峰峰电流 IPPI2I ACrI DCr IL23，峰值电流 IPKI DCI AC（1r/2）I DC（1r/2）I L（1r/2 ）I O/（1D ）最恶劣输入电压的确定：要在 VIN 最小输入电压时设计 boost 电路 p49-51例题：输入电压范围 12-15V，输出电压 24V，最大负载电流 2A，开关管频率分别为100KHz、200KHz、1MHz，那么每种情况下最合适的电感量分别是多少？峰值电流分别是多大？能量处理要求是什么？解：只考虑最低输入电压时，即 VIN12
15、V 时，D （V OV IN）/ V O（24-12）/240.5IL IO/（1D）2/（1-0.5）4A若 r0.4，则 IPK（1r/2）I L（1+0.5/2）44.8A电感量 LV OND/rILf12*0.5/0.4*4*100*100037.5H37.5*10 6 Hf200KHz L18.75H，f1MHz L3.75H24，二极管只在 sw 关断时流过电流负载电流，所以 IDI L（1D）I O25，则平均开关电流 IswI LD26，由基尔霍夫电压定律知：Sw 导通时：VIN V ONV SW V ONV INV SWV IN 假设 VSW 相比足够小Sw 关断时：VOFF
16、 V OV D V OV OFFV DV OFF 假设 VD 相比足够小VOFFV O627，由 3、4 可得 Dt ON/（t ONt OFF）V OFF/（V OFF V ON）由 26 可得：DV O/（V OV IN ）V INV O（ 1D）/D28，直流电流 IDC电感平均电流 IL，即 IDCI LI O /（1D）29，纹波电流 IACI/2V IND/2LfV O（1D）/2Lf由 1，3、4、26，27 得，IV ONtON/LV INTD/LV IND/LfI/ t ONV ON/L= VIN/LIV OFFtOFF/LV OT（1D）/LV O（1D）/LfI/ t O
17、FFV OFF/LV O/L30，电流纹波率 rI/ I L2I AC/IDC 在临界导通模式下，I ACI DC，此时 r2 见 P51rI/ I LV OND/Lf ILV O （1D）/Lf I LLV OND/rf ILrV OND/Lf ILV IND/Lf IL rV O （1D ）/Lf I L= VO（1D）/Lf I L31，峰峰电流 IPPI2I ACrI DCr IL32，峰值电流 IPKI DCI AC（1r/2）I DC（1r/2）I L（1r/2 ）I O /（1D ）最恶劣输入电压的确定：要在 VIN 最小输入电压时设计 buck-boost 电路 p49-51第
18、 3 章 离线式变换器设计与磁学技术在正激和反激变换器中，变压器的作用：1、电网隔离 2、变压器“匝比”决定恒比降压转换功能。绕组同名端，当一个绕组的标点端电压升至某一较高值时，另一个绕组标点端电压也会升至较高值。同样，所有标点端电压也可以同一时间变低。因为它们绕组不相连，但在同一个磁心上，磁通量的变化相同。P89漏感：可看作与变压器一次电感串联的寄生电感。开关关断的时刻，流过这两个电感的电流为 IPKP，也即为一次电流峰值。然而，当开关关断时，一次电感所存储的能量可沿续流通路（通过输出二极管）传递，但是漏感能量却无传递通路，所以就以高压尖峰形式表现出来。一般把尖峰简单的消耗掉7反激变换器P9
19、3一次等效模型 二次等效模型Vin VIN VINR= VIN /ni_in IIN IINR=IIN*nCin CIN n2* CINl Lp Ls=Lp/ n2Vsw Vsw Vsw/nVo VOR=VO*n VOi_out IOR=IO/n IO中心值 IOR/(1-D)= IO /n*(1-D) IO/(1-D)Co Co/ n2 CoVd VD *n VD占空比 D D纹波率 r r反激在轻负载时进入 DCM，在重载时进入 CCM 模式例子：P9674w 的常用输入 90VAC270VAC 反激变换器，欲设计输出为 5A/10A 和 12V/2A。设计合适的反激变压器，假定开关频率为
20、 150KHz，同时，尽量使用较经济的额定值为 600V 的MOSFET。8解：反激可简化为 buckboost 拓扑1，确定 VOR 和 VZ最大输入电压时，加在变化器上的整流直流电压是VINMAX *VACMAX=270 =382V22Mosfet 的额定电压 600v，裕量取 30v，漏极的尖峰电压为 VINV Z382+ V Z570VZ 188V，需选取标准的 180v 稳压管VZ /VOR1.4 时，稳压管消耗明显下降，则 VORV Z /1.4128V匝比假设 5V 输出二极管正向压降为 0.6V，则匝比为：nV OR/（V OV D）128/（ 5+0.6）22.86最大占空比
21、（理论值）VINMIN *VACMAX=90 =127V22D= VOR /( VOR + VINMIN)=128/(128+127)=0.5 这时为 100效率一次与二次有效负载电流若输出功率集中在 5V，其负载电流为IO74/515A一次输入负载电流为 IORI O /n15/22.860.656A占空比输入功率 PINPo/效率74/0.7105.7W平均输入电流 IINP IN/VIN105.7/127 0.832AIIN/DI LR 因为输入电流只在开关导通时才有IOR/（1D）I LR 因为输出电流只在开关断开时才有IIN/DI OR/（1 D）DI IN /（I INI OR）0
22、.832/（0.832+0.656）0.559一次和二次电流斜坡实际中心值二次电流斜坡中心值为（集中功率时）IL IO/（1D）15/（10.559）34.01A一次电流斜坡中心值ILR IL/n34.01/22.86 1.488A峰值开关电流取 r0.5 则 IPK（1r/2）I LR1.251.4881.86A伏秒数输入电压为 VINMIN 时，V ON VIN127V导通时间 tOND/f0.559/150*10 33.727s9所以伏秒数为 EtV ONtON1273.727473 Vs一次电感L HE t/（r* ILR）473/（0.5*1.488）636H离线式变压器，需降低高频
23、铜耗、减小变压器体积等各种原因，r 通常取 0.5磁心选择 P99，为经验公式，待实践磁心面积 Ae1.11CM 2匝数如前面的电压相关方程 BLI/NA，则 NLI/BA，此时的 B 应该为 BLI伏秒数 Et，B2 B AC2r B PK /（r2）铁氧体磁心 BPK0.3T则有一次绕组匝数（和书上的计算公式不一样，需要公式变换）npLI/（B*Ae）Et/2r B PK /（r2）*A(1+2/r)*Et/(2 B PK*Ae)473*10 -6(1+2/0.5)/(2*0.3*1.11*10-4)35.5 匝则 5V 输出的匝数是 nsnp/n35.5/22.861.55 匝2 匝 取
24、整数反过来计算 npns*n2*22.8645.7246 匝12V 绕组的匝数是（121）/ （50.6）*2=4.645 匝，二极管压降分别取 1V 和 0.6V实际的磁通密度变化范围BLI/NAEt/ NA0.0926 TBPKB（r 2）/2r0.2315T磁隙磁芯间距导线规格和铜皮厚度选择是个问题，后续看10反激电源设计实例：34006820 的待机部分，变压器 1100387720w 待机电源 5V/4A，超薄电源用，要求变压器体积小，待机电流小于 30mA，开关频率67KHz，电压输入范围 85-264VAC，650V 的芯片内置 MOSFET1，假设 效率 0.75 Po20WP
25、inPo/20/0.7526.667W2，DC 电压输入范围：最小输入电压 VDCMIN *85120.19V ，如下图，电容充电的问题，电压有 10152的变化，所以 VDCMIN120.19*0.9108.2V V DCMAX *264373.3V23，确定最大占空比 DMAX在 CCM 下，一般 D 小于 0.5，避免谐波振荡。取典型值 DMAX0.43反射电压 VROD MAX/（1D MAX）V DCMIN0.43/（1-0.43）*120.1990.67V公式原理是初级次级绕在同一个磁心上，其磁通总量 相等 P90变压器的磁心面积一样，不同的就是匝数初级的pBp*AeBs*Aes
26、次级的磁通总量BpVt/NAV INtON/NpAeV DCMIN* DMAX /fNpAe 在开关导通时间BsVo*t OFF/ NsAe（Vo+V F）*（1 DMAX ）/fNsAe 在开关断开时间推出 VDCMIN* DMAX /Np（ Vo+VF）*（1 DMAX ）/Ns匝比 nNp /Ns =V DCMIN* DMAX /（Vo+V F）*（1 DMAX ）15.4 实际为 14VROn（Vo+V F）= V DCMIN* DMAX /（1 DMAX ）108.2*0.43/0.5781.625V4，变压器的初级电感 Lp11反激有 CCM 和 DCM 两种工作模式，随负载和输入
27、电压的变化而变化，超薄电源为将变压器最小化，将初级电感取小，在最小输入电压时，将电路工作在临界导通模式，则正常工作时都是在 DCM 模式。此时电流的纹波率 r2LV ONtON/I V IND/f rILV IND/f r(PIN/ DVIN)(V INMINDMAX)2/ f rPIN（108.2*0.43） 2/（26.667*2*67*10 3）605.8H 实际 600H5，确定磁芯和初级线圈的最小匝数选择磁心有有几种不同的公式，有算磁心体积的，有算磁心截面积和开窗面积乘积的。总之，要适应本电源的实际应用，就要选择扁平的磁心。精通开关电源设计提供的公式磁心体积 Ve0.7*（2+r）
28、2/r * PIN/f f 单位为KHz p99Ve2229mm 3实际选择变压器，要求是扁平的形状，压低高度，利于超薄电源设计。Np（1+2/r）*V ON*D/（2*B PK*Ae*f）（1+2/r）*V INMIN*Dmax/（2*B PK*Ae*f） P100 P72（1+2/2）*120.19*0.43/（2*0.3*141*10 -6*67*103）16.4 如取 B0.2，则 Np24.6 匝规格书没有磁心的 Ae，实际测量的为 Ae141mm 2，供应商提供的实际变压器为 28 匝6 确定输出匝数匝比 nNp/NsV RO/（VoV F）90.67/（5.1+0.6）15.91
29、 实际为 14则 5V 输出的匝数为 Ns24.6/15.911.55 则为 2 匝，1 匝漏感大，实际是 2 匝则 Np2*15.9131.8232 匝，实际 28 匝VCC 匝数为 n（VCCV F）/（Vo V F）（16+0.6）/ （5.1+0.6）2.91NVCC2*2.915.826 匝，实际为 7 匝磁心气隙计算，也有不同的计算方式第 5 章 导通损耗和开关损耗开关损耗与开关频率成正比Vgs 电压增大，到超过 MOSFET 提供的最大负载电流值后，则是“过驱动” ，有助于减小导通电阻。MOSFET 导通关断的损耗过程 P1451、 导通过程中，开关两端电压，直到电流转换完成才开
30、始变化。即 VI 有交迭2、 关断过程中，直到开关两端电压转换完成，其电流转换才开始导通损耗，mosfet 的导通损耗与占空比有关，与频率无关寄生电容有效输入电容 Ciss，输出电容 Coss，反向传输电容 Crss，他们与极间电容的关系如下：CissCgsCgdCossCdsCgd12CrssCgd则有下式（Ciss，Coss ，Crss 在产品资料中有）CgdCrssCgsCissCrssCdsCossCrss门极开启电压 Vt，mosfet 的栅极有开启电压，只有栅极电压超过开启电压，才能使 mosfet完全导通，即把流过 mosfet 的电流超过 1mA 时的状态定义为导通状态。所以传
31、导方程要改 gId/Vgs gId/（VgsVt）如上图简化模型，mosfet 导通和关断各有 4 个阶段 P150导通是 Id 电流先增加 t2，Vd 电压后减小 t3。电流增加时间是对 Cg 充电从 Vt 到 VtIo/g的时间。电压减小的时间是利用 Cgd 流出电流驱动电阻电流关断是 Vd 电压先增加 t2，Id 电流后减少 t3。电压增加时间是利用 Cgd 流出电流驱动电阻电流；电流减少是 Cg 放电从 VtIo/g 到 Vt 的时间t1 阶段导通过程 t1，Vgs 从 0 上升到开启电压 Vt，对 CgCgsCgd 充电关断过程 t1，Vgs 下降到最大电流时电压 VtIo/g ，C
32、gCgsCgd 放电t2 阶段，有交越损耗导通过程 t2，Id 从 0 上升到 Iog*（VgsVt） ，Vgs 继续上升到 VtIo/g，对 CgCgsCgd 充电Vd 因漏感出现小尖峰，其余 VdVin 不变。13t2 是对 Cg 充电从 Vt 到 VtIo/g 的时间。关断过程 t2，Vgs 被钳位于 VtIo/g 不变，因为 Io 不变，Vgs VtIog 也不变。所以 Cgs 没有电流Vd 从 0 变至 Vin，所以有电流流过 Cgd 注入栅极，同时有同样电流通过 Rdrive 流出。t2 时间，由 ICdv/dt /t 由上行知道=（VtIo/gVsat）/Rdrive Vsat
33、为驱动电路的晶体管导通电压，一般为 0.2v则 t2 阶段时间为CgsVinRdrive/（VtIo/gVsat）t3 阶段，有交越损耗导通过程 t3Vgs 被钳位于 VtIo/g 不变，因为 IdIo 不变，VgsVtIog 也不变。所以 Cgs 没有电流Vd 从 Vin 变至 0，所以有电流流过 Cgd 流出栅极，同时有同样电流通过 Rdrive 流入。用这个来计算该阶段的时间。关断过程 t3Vgs 由 VtIo/g 继续下降到 Vt，CgCgsCgd 放电，Id 从 Iog*（VgsVt）下降到 0Vd 因漏感出现小尖峰，其余 VdVin 不变t4 阶段该阶段，导通 Vgs 继续 Cg
34、充电，关断 Cg 继续放电。其它不变栅荷系数，用来描述寄生缓冲电容的影响。目前都基于极间电容为定值来分析通断 P155Idrive 是驱动电路，通过 Rdrive 的电流根据 CQ/V，QgsCiss（ VtIo/g ） Qgs 210*tdtIrive将 ICdV/dt 代入 t3（Vin 变化为 0） ，QgdCgdVin Qgd 321*ttdtIrive单独分析 t3，将 CQ/V 代入该点， QgCiss（0.9Vdrive）QgdQg 43210*ttdtIrive实际例子：假设开关管的工作条件是：电流 22A、电压 15V、频率 500KHz。其最低驱动电阻（一个幅值 4.5V
35、的脉冲通过它作用于栅极）是 2。关断时，开关管的关断电阻是 1。据此计算出其开关损耗和导通损耗。CissQgs/（VtIo/g）8/（ 1.05+22/100）6299pF在指定的曲线上 Ciss4200pF则缩放比例为 Scaling6299/42001.5Ciss4200*1.56300pF14Coss800*1.51200pFCrss500*1.5750pF则CgdCrss 750pFCgsCissCrss 6300750 5550 pFCdsCossCrss1200750450 pFCgCgs Cgd6300 pF导通时时间常数是 TgRdrive Cg2*6300pF 12.6ns电
36、流传输时间为t2TgIn1 Io/g （VdriveVt）=12.6In1 22/100（4.51.05）0.83ns电压传输时间为t3Vin（Rdrive Cgd）/ Vdrive(Vt+Io/g) 15*（2*0.75）/4.5(1.05+22/100)=6.966ns所以，导通过程的交叉时间是tcross_turnont2t30.83+6.9667.796ns因此，导通的交叉损耗是P cross_turnon1/2VinIotcross_turnonfsw1/2*15*22*7.8*10 -9*5*1050.64W关断时时间常数是 TgRdrive Cg1*6300pF 6.3ns电压传
37、输时间为T2（VinCgdRdrive ）/（VtIo/g）（15*0.75*1）/ （1.05+22/100）8.858ns电流传输时间为T3TgIn(Io/g+Vt)/Vt 6.3*In(22/100+1.05)/1.05=1.198ns关断的交叉时间是tcross_turnoffT2T38.858+1.19810ns因此，关断的交叉损耗是Pcross_turnoff 1/2VinIotcross_turnofffsw1/2*15*22*10*10 -9*5*1050.83w最终总的开关交叉损耗是：PcrossP cross_turnonPcross_turnoff0.64+0.831.4
38、7wCds 电容并不影响 VI 重叠面积（因为不和栅极连接） 。但是在开关管关断和导通时分别充电和放电，这也是额外损耗（消耗在那里？） ，在低压是不明显，但是在高压时这个损耗比较大。P_Cds1/2Cds V2infsw1/2*450*10 -12*152*5*1050.025w因此总的开关损耗是PswPcrossP_Cds1.47+0.0251.5w驱动损耗是PdriveVdriveQgfsw4.5*36*10 -9*5*1050.081w在反激 DCM 模式下，mosfet 的导通损耗原则上是 0，关断时，电感中电流为纹波电流。15第 6 章 布线要点第 7 章 反馈环路分析及稳定性需要数
39、学知识有傅里叶变换、拉普拉斯变换。还要熟悉微积分、级数、复变函数。第 8、9、10、11、12、13、14 章 传导 EMI 方面dBV20log（mV/10 -6） P2401mV20log（10 -3/10-6）60 dBVdB20log（n）1dB20log（1.122） 0dB20log（1）传导发射的限制通常最高只达到 30MHz，因为电网上 30MHz 以上的传到噪声会迅速衰减，不会传播的很远并造成干扰。整流桥二极管会产生大量中频到高频的噪声，尤其在关断瞬间。线路阻抗不平衡，会使 CM 噪声转变成 DM 噪声这个实践性比较强，先写几个注意事项：1， DM 扼流圈放在 AC 输入端，用于 DM 噪声消除，一般 DM 扼流圈比较小，2， 放 2 个 CM 扼流圈，一般 CM 扼流圈比较大，达到 mH 级，因为 Y 电容比较小3， 在桥堆前面放一个 X 电容，用于平衡 2 线上的 CM 噪声，使 CM 扼流圈有用4， Y 电容不能太大，有安全考虑， LC 滤波器的设计5， DM 噪声大部分因为，开关管的滤波电容，其 ESR 不能为 0，开关管的电流在 ESR 上形成噪声电压源。6， CM 噪声，主要来自开关管（漏极）和散热支架（接地）之间有耦合电容，高频开关电压和地之间通过电容充放电，形成到地的 CM 噪声。还有一部分是来自变压器。P255-263
