1、纯正弦波逆变器制作学习资料高频篇 由发 烧电子 DIY 空间提供一 电磁学计算公式推导：1磁通量与磁通密度相关公式： = B * S - 磁通(韦伯)B - 磁通密度(韦伯每平方米或高斯) 1 韦伯每平方米=104 高斯S - 磁路的截面积(平方米)磁通密度磁 通 密 度 是 磁 感 应 强 度 的 一 个 别 名 。 垂 直 穿 过 单 位 面 积 的 磁 力 线 叫 做 磁 通 量 密 度 ， 简 称 磁 通 密 度 ， 测 量 主 机 侧 板 底 部 磁 通 密 度它 从 数 量 上 反 映 磁 力 线 的 疏 密 程 度 。 磁 场 的 强 弱 通 常 用 磁 感 应 强 度 “ ”来
2、 表 示 ， 哪 里磁 场 越 强 ， 哪 里 的 数 值 越 大 ， 磁 力 线 就 越 密 。 按 照 国 际 单 位 制 磁 感 应 强 度 的 单 位 是 特 斯 拉 ， 其 符 号 为 T： 磁 感 应 强 度 还 有 一 个 过 时 的 单 位 ： 高 斯 ， 其 符 号 为 G： 1 T = 10000 G。 这 个 符 号在 技 术 设 施 中 还 广 泛 使 用 。 通 常 条 形 磁 铁 两 极 附 近 的 磁 感 应 强 度 大 约 是 几 十 到 几 百 高 斯 。在 处 理 与 磁 性 有 关 问 题 时 ， 除 了 要 用 到 磁 感 应 强 度 外 ， 常 常 还
3、 要 讨 论 穿 过 一 块 面 积 的 磁力 线 数 目 ， 称 做 磁 CPU 附 近 磁 通 密 度通 量 ， 简 称 磁 通 ， 有 示 。 磁 通 量 的 单 位 是 韦 伯 ， 用 Wb 表 示 ， 以 前 还 有 麦 克 斯 韦有 Mx 表 示 。 如 果 磁 场 中 某 处 的 磁 感 应 强 度 为 ， 在 该 处 有 一 块 与 磁 通 垂 直 的 面 ， 它 的面 积 为 ， 则 穿 过 它 的 磁 通 量 就 是 = BS 式 中 磁 感 应 强 度 的 单 位 是 高 斯 （ s） ； 面 积 的 单 位 是 平 方 厘 米 ； 磁 通 量 的 单 位是 麦 克 斯
4、韦 （ Mx)。磁 通 量 的 简 介公 式 ： =BS， 适 用 条 件 是 B 与 S 平 面 垂 直 。 当 B 与 S 存 在 夹 角 时 ，=B*S*cos。 读 “fai”四 声 。 单 位 ： 在 国 际 单 位 制 中 ， 磁 通 量 的 单 位 是 韦 伯 ， 符 号 是Wb， 1Wb=1T*m2;=1V*S， 是 标 量 ， 但 有 正 负 ， 正 负 仅 代 表 穿 向 。 意 义 ： 磁 通 量 的 意 义 可 以 用 磁 感 线 形 象 地 加 以 说 明 我 们 知 道 在 同 一 磁 场 的 图 示中 ， 磁 感 线 越 密 的 地 方 ， 也 就 是 穿 过 单
5、 位 面 积 的 磁 感 线 条 数 越 多 的 地 方 ， 磁 感 应 强 度B 越 大 因 此 ， B 越 大 ， S 越 大 ， 穿 过 这 个 面 的 磁 感 线 条 数 就 越 多 ， 磁 通 量 就 越 大 B 与 S 平 面 不 垂 直 的 情 况磁 通 量通 过 某 一 平 面 的 磁 通 量 的 大 小 ， 可 以 用 通 过 这 个 平 面 的 磁 感 线 的 条 数 的 多 少 来 形 象地 说 明 。 在 同 一 磁 场 中 ， 磁 感 应 强 度 越 大 的 地 方 ， 磁 感 线 越 密 。 因 此 ， B 越 大 ， S 越大 ， 磁 通 量 就 越 大 ， 意
6、味 着 穿 过 这 个 面 的 磁 感 线 条 数 越 多 。 表 示 磁 场 分 布 情 况 的 物 理 量 。 通 过 磁 场 中 某 处 的 面 元 dS 的 磁 通 量 dB 定 义 为 该处 磁 感 应 强 度 的 大 小 B 与 dS 在 垂 直 于 B 方 向 的 投 影 dScos 的 乘 积 ， 即 dFB =BdScos 式 中 是 面 元 的 法 线 方 向 n 与 磁 感 应 强 度 B 的 夹 角 。 磁 通 量 是 标 量 ， 90为 正 值 ， 90为 负 值 。 通 过 任 意 闭 合 曲 面 的 磁 通 量 B 等 于 通 过 构 成 它 的 那 些 面 元的
7、 磁 通 量 的 代 数 和 ， 即 对 于 闭 合 曲 面 ， 通 常 取 它 的 外 法 线 矢 量 （ 指 向 外 部 空 间 ） 为 正 。磁 场 的 高 斯 定 理 指 出 ， 通 过 任 意 闭 合 曲 面 的 磁 通 量 为 零 ， 即 它 表 明 磁 场 是 无 源 的 ，不 存 在 发 出 或 会 聚 磁 力 线 的 源 头 或 尾 闾 ， 亦 即 不 存 在 孤 立 的 磁 单 极 。 以 上 公 式 中 的 B既 可 以 是 电 流 产 生 的 磁 场 ， 也 可 以 是 变 化 电 场 产 生 的 磁 场 ， 或 两 者 之 和 。 磁 通 密 度 是 通 过 垂 直
8、于 磁 场 方 向 的 单 位 面 积 的 磁 通 量 ， 它 等 于 该 处 磁 场 磁 感 应 强 度的 大 小 B。 磁 通 密 度 精 确 地 描 述 了 磁 力 线 的 疏 密 。 通 量 概 念 是 描 述 矢 量 场 性 质 的 必 要 手 段 ， 通 量 密 度 则 描 述 矢 量 场 的 强 弱 。 磁 通 量 和磁 通 密 度 ， 电 通 量 和 电 通 密 度 都 是 如 此 。 在 国 际 单 位 制 （ SI） 中 ， 磁 通 量 的 单 位 是 韦 伯 （ Wb） 。 通 电 导 体 与 磁 场 方 向 垂 直 时 ， 它 受 力 的 大 小 既 与 导 线 长 度
9、 L 成 正 比 ， 又 与 导 线 中的 电 流 I 成 正 比 ， 即 与 I 和 L 的 乘 积 IL 成 正 比 ， 公 式 是 F=ILB， 式 中 B 是 磁 感 应 强 度 。磁 通 量 的 定 义 为 覆 盖 某 面 积 的 磁 场 的 积 分 其 中 为 磁 通 量 ,B 为 磁 感 应 强 度 ,S 为 面 积 。 已 知 高 斯 磁 场 定 律 为 ： =BS 这 条 方 程 的 体 积 积 分 ， 跟 散 度 定 理 合 用 ， 给 出 以 下 的 结 果 ： 亦 即 是 说 ， 通 过 任 何 密 闭 表 面 的 磁 通 量 一 定 为 零 ； 自 由 “磁 电 荷
10、”是 不 存 在 的 。 对 比 下 , 另 一 条 麦 克 斯 韦 方 程 高 斯 电 场 定 律 为 ： E.ds=Q/0 其 中 : E 为 电 场 强 度 ， 为 自 由 电 荷 的 密 度 （ 不 包 括 在 物 料 中 被 束 缚 的 双 极 电 荷 ） ， 0为 真 空 介 电 常 数 。 注 意 这 指 出 了 电 单 极 的 存 在 ， 也 就 是 ， 自 由 的 正 或 负 电 荷 。 磁 通 量 密 度 向 量 的 方 向 定 义 为 从 磁 南 极 到 磁 北 极 （ 磁 铁 里 面 ） 。 在 磁 铁 外 ， 场 线 会由 北 到 南 。 若 磁 场 通 过 能 导
11、电 的 电 线 环 ， 而 磁 通 量 的 改 变 的 话 ， 会 引 起 电 动 势 的 生 成 , 并 因此 会 产 生 电 流 （ 在 环 中 ） 。 其 关 系 式 可 由 法 拉 第 定 律 得 出 ： 这 就 是 发 电 机 背 后 的 原 理 。B = H * - 磁导率(无单位也叫无量纲)H - 磁场强度(伏特每米)H = I*N / l I - 电流强度(安培)N - 线圈匝数(圈 T)l - 磁路长路(米)2电感中反感应电动势与电流以及磁通之间相关关系式：EL = / t * N EL = i / t * L - 磁通变化量(韦伯)i - 电流变化量(安培)t - 时间变化
12、量(秒)N - 线圈匝数(圈 T)L - 电感的电感量(亨)由上面两个公式可以推出下面的公式： / t * N = i / t * L 变形可得：N = i * L/ 再由 = B * S 可得下式:N = i * L / ( B * S ) 且由式直接变形可得：i = EL * t / L 联合同时可以推出如下算式:L =(* S )/ l * N2 这说明在磁芯一定的情况下电感量与匝数的平方成正比(影响电感量的因素)3电感中能量与电流的关系：QL = 1/2 * I2 * L QL - 电感中储存的能量(焦耳) I - 电感中的电流(安培)L - 电感的电感量(亨) 4根据能量守恒定律及影
13、响电感量的因素和联合式可以得出初次级匝数比与占空比的关系式：N1/N2 = (E1*D)/(E2*(1-D) N1 - 初级线圈的匝数(圈) E1 - 初级输入电压(伏特) N2 - 次级电感的匝数(圈) E2 - 次级输出电压(伏特)二 根据上面公式计算变压器参数：1 高频变压器输入输出要求：输入直流电压： 200- 340 V输出直流电压： 23.5V 输出电流： 2.5A * 2输出总功率： 117.5W2 确定初次级匝数比：次级整流管选用 VRRM =100V 正向电流(10A)的肖特基二极管两个，若初次级匝数比大则功率所承受的反压高匝数比小则功率管反低,这样就有下式：N1/N2 =
14、VIN(max) / (VRRM * k / 2) N1 - 初级匝数 VIN(max) - 最大输入电压 k - 安全系数N2 - 次级匝数 Vrrm - 整流管最大反向耐压这里安全系数取 0.9由此可得匝数比 N1/N2 = 340/(100*0.9/2) （全等） 7.63 计算功率场效应管的最高反峰电压:Vmax = Vin(max) + (Vo+Vd)/ N2/ N1 Vin(max) - 输入电压最大值 Vo - 输出电压 Vd - 整流管正向电压Vmax = 340+(23.5+0.89)/(1/7.6) 由此可计算功率管承受的最大电压: Vmax 525.36(V)4 计算 P
15、WM 占空比：由式变形可得：D = (N1/N2)*E2/(E1+(N1 /N2*E2) D=(N1/N2)*(Vo+Vd)/Vin(min)+N1/N2*(Vo+Vd) D=7.6*(23.5+0.89)/200+7.6*(23.5+0.89)由些可计算得到占空比 D 0.4815 算变压器初级电感量：为计算方便假定变压器初级电流为锯齿波，也就是电流变化量等于电流的峰值,也就是理想的认为输出管在导通期间储存的能量在截止期间全部消耗完。那么计算初级电感量就可以只以 PWM 的一个周期来分析，这时可由式可以有如下推导过程：（P/）/ f = 1/2 * I2 * L P - 电源输出功率 (瓦特
16、) - 能量转换效率 f - PWM 开关频率将式代入式：（P/）/ f = 1/2 * (EL * t / L)2 * L t = D / f (D - PWM 占空比) 将此算式代入式变形可得：L = E2 * D2 */ ( 2 * f * P ) 这里取效率为 85%， PWM 开关频率为 60KHz.在输入电压最小的电感量为：L=2002* 0.4812 * 0.85 / 2 * 60000 * 117.5计算初级电感量为: L1 558(uH)计算初级峰值电流：由式可得：i = EL * t / L = 200 * (0.481/60000 )/ (558*10-6)计算初级电流的
17、峰值为: Ipp 2.87(A)初级平均电流为： I1 = Ipp/2/(1/D) = 0.690235(A)6 计算初级线圈和次级线圈的匝数：磁芯选择为 EE-42(截面积 1.76mm2)磁通密度为防止饱和取值为 2500 高斯也即0.25 特斯拉, 这样由式可得初级电感的匝数为:N1= i * L / ( B * S ) = 2.87 * (0.558*10-3)/0.25*(1.76*10-4)计算初级电感匝数: N1 36 (匝)同时可计算次级匝数： N2 5 (匝)7 计算次级线圈的峰值电流：根据能量守恒定律当初级电感在功率管导通时储存的能量在截止时在次级线圈上全部释放可以有下式：
18、由式可以得到：Ipp2=N1/N2* Ipp Ipp2 = 7.6*2.87 由此可计算次级峰值电流为：Ipp2 = 21.812(A)次级平均值电流为 I2=Ipp2/2/(1/(1-D)= 5.7(A)6.计算激励绕组(也叫辅助绕组)的匝数：因为次级输出电压为 23.5V，激励绕组电压取 12V，所以为次级电压的一半由此可计算激励绕组匝数为: N3 N2 / 2 3 (匝)激励绕组的电流取: I3 = 0.1(A)推挽全桥双向直流变换器的研究1 引言随着环境污染的日益严重和新能源的开发，双向直流变换器得到了越来越广泛的应用，像直流不停电电源系统，航天电源系统、电动汽车等场合都应用到了双向直
19、流变换器。越来越多的双向直流变换器拓扑也被提出，不隔离的双向直流变换器有 Bi Buck/Boost、Bi Buck-Boost、Bi Cuk、 Bi Sepic-Zeta；隔离式的双向直流变换器有正激、反激、推挽和桥式等拓扑结构。不同的拓扑对应于不同的应用场合，各有其优缺点。推挽全桥双向直流变换器是由全桥拓扑加全波整流演变而来。推挽侧为电流型，输入由蓄电池供给，全桥侧为电压型，输入接在直流高压母线上。此双向直流变换器拓扑适用在电压传输比较大、传输功率较高的场合。本文分析了推挽全桥双向直流变换器的工作原理，通过两种工作模式的分析，理论上证明了此拓扑实现能量双向流动的可行性，并对推挽侧开关管上电
20、压尖峰形成原因进行了分析，提出了解决方法，在文章的最后给出了仿真波形和实验波形。2 工作原理图 1 为推挽全桥双向 DC/DC 变换器原理图。图 2 给出了该变换器的主要波形。变换器原副边的电气隔离是通过变压器来实现的，原边为电流型推挽电路，副边为全桥电路，该变换器有两种工作模式：（1）升压模式：在这种工作模式下 S1 、S2 作为开关管工作； S3，S4 ，S5 ，S6 作为同步整流管工作，整流方式为全桥整流，这种整流方式适用于输出电压比较高，输出电流比较小的场合。由于电感 L 的存在 S1、S2 的占空比必须大于 0.5。（2）降压模式：在这种工作模式下 S3， S4， S5，S6 作为开
21、关管工作，S1 、S2 作为同步整流管工作，整流方式为全波整流。分析前，作出如下假设：所有开关管、二极管均为理想器件；所有电感、电容、变压器均为理想元件；， ；2.1 升压工作模式在升压工作模式下，原边输入为电流型推挽电路，副边输出为全桥整流电路。S1 ，S2 作为开关管工作，S3 ， S4， S5，S6 作为同步整流管工作。电感电流工作于连续模式。图 1 推挽全桥双向 DC/DC 变换器图 2 推挽全桥双向 DC/DC 变换器电路波形以一个开关周期 T 为例：2.2 降压工作模式在降压工作模式下，输入为全桥电路，输出为全波整流电路。 S3， S4， S5，S6 作为开关管工作， S1， S2
22、 作为同步整流管工作。以一个开关周期 T 为例：由此可见，当 与（ ， ）； 与（ ， ）互补工作时，输入输出电压关系是相同的，变换器具有很好的可逆性。3 缓冲电路推挽全桥双向直流变换器推挽侧的两个开关管在关断时有较大的电压尖峰。这是由于电感 和漏感的存在。因为两管的占空比大于 0.5，所以存在共同的导通时间，当这段时间结束关断其中一个开关管时，会引起很大的 ，形成较大的电压尖峰加在开关管上。而全桥侧由于是电压型且不存在短路问题，所以没有电压尖峰的问题。基于以上问题就需要采用合适的缓冲电路来缓解电压尖峰问题。3.1 缓冲电路分析与选择缓冲电路分为有损缓冲电路和无损缓冲电路两类，有损缓冲电路结构
23、简单，便于设计参数，例如 RCD 缓冲电路；无损缓冲电路虽不会造成电路的损失，但一般结构复杂，参数设计不易，有时还会影响开关管的选择，例如 LCD 缓冲电路。基于以上原因，决定采用 LCD 有损缓冲电路。3.2 RCD 缓冲电路图 3 是采用了 RCD 缓冲电路的推挽全桥双向直流变换器。当开关管关断时，缓冲电路中的 D 迅速导通给 C 充电，由于电容的特性，开关管 DS 间的电压缓慢上升。当开关管开通时，C 上的能量再通过开关管和 R 消耗掉。C 和 R 的参数设计十分重要，C 选的过小会影响效果，过大会加大损耗，R 的设计取决于 C，要使C 上的能量在开关管开通时全部放掉。一般（3）公式中
24、为开关管最小导通时间。图 3 带 RCD 缓冲电路的推挽全桥双向DC/DC 变换器图四是未加缓冲电路和加了 RCD 缓冲电路的推挽侧开关管 的 DS 间的仿真波形。由仿真波形可看出未加缓冲电路时电压尖峰大小几乎为电压平台的四倍，加了缓冲电路后电压尖峰降低为平台的两倍。缓冲效果还是比较好的。图 4 开关管 的 DS 间的仿真波形4 电路主要参数设计4.1 高频变压器设计：图 5 所示为开环升压模式实验波形，图 6 为开环降压模式实验波形，由图可以看出加了 RCD 缓冲电路的推挽全桥双向 DC/DC 变换器推挽侧开关管在关断时有较大的电压尖峰，约为电流平台的两倍与仿真结果一致，同时该电路很好的实现
25、了电流的双向流动，与理论分析一致。6 结语本文分析了推挽全桥双向 DC/DC 变换器，该变换器适用于电压传输比较大，需要电气隔离的大功率场合，推挽侧开关管电压尖峰的问题可通过缓冲电路得到缓解。0.2整流输出推挽式变压器开关电源整流输出推挽式变压器开关电源，由于两个开关管轮流交替工作，相当于两个开关电源同时输出功率，其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。因此，推挽式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高，经桥式整流或全波整流后，仅需要很小的滤波电感和电容，其输出电压纹波就可以达到非常小。图 1-30 是桥式整流输出推挽式变压器开关电源工作原理图，除了整流滤波电路以外，其余部分电路的工作原
26、理基本与图 1-27 相同。桥式整流电路由D1、D2、D3、D4 组成，C 为储能滤波电容，R 为负载电阻，Uo 为直流输出电压，Io 为流过负载电阻的电流。图 1-31 是全波整流输出的推挽式变压器开关电源工作原理图，同样，除了整流滤波电路以外，其余部分电路的工作原理基本与图 1-27 和图 1-30 相同。但开关变压器的次级需要多一个绕组，两个绕组 N31、N32 轮流输出电压；全波整流电路由 D1、D2 组成，C 为储能滤波电容，R 为负载电阻，Uo 为直流输出电压，Io 为流过负载电阻的电流。图 1-30 与图 1-31 比较，桥式整流输出的推挽式变压器开关电源比全波整流输出的推挽式变
27、压器开关电源多用两个整流二极管，但全波整流输出的开关变压器又比桥式整流输出的开关变压器多一组次级线圈。因此，图 1-30 桥式整流输出推挽式变压器开关电源比较适用于输出电流相对较小的情况；而图 1-31 全波整流输出推挽式变压器开关电源比较适用于输出电流相对较大的情况。因为，大电流整流二极管成本高，而且损耗功率也比较大。下面我们来详细分析图 1-30 桥式整流输出推挽式变压器开关电源和图 1-31 全波整流输出推挽式变压器开关电源的工作原理。由于图 1-30 桥式整流输出推挽式变压器开关电源或图 1-31 全波整流输出推挽式变压器开关电源的电压输出电路中都接有储能滤波电容，储能滤波电容会对输入
28、脉动电压起到平滑的作用，因此，图 1-30 和图 1-31 中输出电压 Uo 都不会出现很高幅度的电压反冲，其输出电压的峰值 Up 基本上就可以认为是半波平均值 Upa。其值略大于正激输出 nUi，即：桥式整流输出推挽式变压器开关电源或全波整流输出推挽式变压器开关电源，整流滤波输出电压 Uo 的值略大于正激输出 nUi，n 为变压器次级线圈 N3 绕组与初级线圈 N1 绕组或 N2 绕组的匝数比。因此，推挽式变压器开关电源的输出电压 uo，主要还是由（1-131）式来决定。即：推挽式变压器开关电源的输出电压 uo（K1 或 K2 接通期间），约等于开关变压器次级线圈 N3 绕组产生的正激式输出
29、电压 Up 或 Up-的半波平均值 Upa 或Upa-：uo = Upa = nUi K1 接通期间 （1-134）或 uo = Upa- =nUi K2 接通期间 （1-135）上式中，uo 为推挽式变压器开关电源的输出电压，n 为变压器次级线圈 N3 绕组与初级线圈 N1 绕组或 N2 绕组的匝数比，Ui 为开关变压器初级线圈 N1 绕组或N2 绕组的输入电压。图 1-32 是桥式整流输出或全波整流输出推挽式变压器开关电源，在两个控制开关 K1 和 K2 交替接通和断开，且占空比 D 均等于 0.5 时，各主要工作点的电压、电流波形。图 1-32-a）和图 1-32-b）分别表示控制开关
30、K1 接通时，开关变压器初级线圈N1 绕组两端的电压 u1 的波形，以及流过变压器初级线圈 N1 绕组两端的电流 i1波形；图 1-32-c）和图 1-32-d）分别表示控制开关 K2 接通时，开关变压器初级线圈 N2 绕组两端的电压 u2 的波形，以及流过开关变压器初级线圈 N2 绕组两端的电流 i2 的波形；图 1-32-e）和图 1-32-f）分别表示控制开关 K1 和 K2 轮流接通时，开关变压器次级线圈 N3 绕组两端输出电压 uo 的波形，以及流过开关变压器次级线圈 N3 绕组两端的电流波形。图 1-32-f）中，虚线箭头表示反激式输出电流是由最大值开始，然后逐渐减小到最小值；而实
31、线箭头表示正激式输出电流则是由最小值开始，然后逐渐增加到最大值；因此，两者同时作用的结果，正好输出一个矩形波。从图 1-32-e）可以看出，输出电压 uo 虽然还是由两个部分组成，一部分为输入电压 Ui 通过变压器初级线圈 N1 绕组或 N2 感应到次级线圈 N3 绕组的正激式输出电压（uo）；另一部分为励磁电流通过变压器初级线圈 N1 绕组或 N2 绕组存储的能量产生的反激式输出电压uo；这里反激式输出电压uo不会再使波形产生反冲，是因为储能滤波电容会把反冲电压吸收掉，使其成为充电流。由于推挽式变压器开关电源输出电压的半波平均值 Upa 幅值基本上是稳定的，它不会像反激式输出开关电源那样，输
32、出电压的幅值随着控制开关占空比的改变而改变。因此，如果需要调整推挽式变压器开关电源输出电压，只能通过改变两个控制开关的占空比，来改变输出电压的平均值。因此，在输出电压可调的推挽式变压器开关电源电路中，必须要在整流输出电路后面加接一个 LC 储能滤波电路，才能从整流输出的脉动直流电压中提取平均值输出。图 1-33 是输出电压可调的推挽式变压器开关电源电路。实际上图 1-33 就是在图 1-31 全波整流输出推挽式变压器开关电源电路的基础上，在整流输出电路后面加接了一个 LC 储能滤波电路。LC 储能滤波电路的工作原理与图 1-2 串联式开关电源中的储能滤波电路工作原理基本相同。不过，在全波整流输
33、出的 LC 储能滤波电路中可以省去一个续流二极管，因为用于全波整流的两个二极管可以轮流充当续流二极管的作用。关于 LC 储能滤波电路的详细工作原理，请参考1-2-2串联式开关电源输出电压滤波电路章节。由于图 1-33 中两个控制开关占空比 D 的可调范围很小（小于 0.5），并且在一个周期内两个控制开关均需要接通和关断一次，因此，输出电压的可调范围相对来说要比单激式开关电源输出电压的可调范围小很多；但双激式开关电源比单激式开关电源，具有输出功率大、电压纹波小、电压输出特性好等优点。图 1-34 是输出电压可调的推挽式变压器开关电源各主要工作点的电压、电流波形。图 1-34-a）表示控制开关 K
34、1 接通时，开关变压器初级线圈 N1 绕组两端的电压波形；图 1-34-b）表示控制开关 K2 接通时，开关变压器初级线圈 N2 绕组两端的电压波形；图 1-34-c）表示控制开关 K1 和 K2 轮流接通时，开关变压器次级线圈 N3 绕组两端输出电压 uo 的波形。图 1-34-d）表示开关变压器次级线圈 N3绕组两端输出电压经全波整流后的电压波形。图 1-34-c）中，Up、Up-分别表示开关变压器次级线圈 N3 绕组两端输出电压 uo的正最大值（半波平均值）和负最大值（半波平均值），Up、Up-分别表示开关变压器次级线圈 N3 绕组两端反激输出电压的正最大值（半波平均值）和负最大值（半波
35、平均值）。这里还需再次说明，实际上反激输出电压Up和Up-的脉冲幅度都很高，只不过它的能量很小，即宽度很窄，其幅度被限幅和平均以后就变得很低了。在整流输出电路中，反激输出电压Up、Up-的幅度一般都不会高于 Up、Up-的幅度，其幅度高于 Up、Up-将要被滤波电容两端的电压限幅，或通过变压器两个初级线圈的互感作用被输入电源电压限幅。图 1-34-d）中，实线波形对应控制开关 K1 接通时，开关变压器次级线圈 N3 绕组两端输出电压经桥式或全波整流后的波形；虚线波形对应控制开关 K2 接通时，开关变压器次级线圈 N3 绕组两端输出电压经桥式或全波整流后的波形。Ua 表示整流输出电压的平均值。从
36、图 1-34-d）可以看出，仅用储能电容对整流输出电压进行滤波，是很难从脉动直流中取出输出电压的平均值的，必须同时使用储能滤波电感才能取出输出电压的平均值。开关电源原理与设计推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算1-8-1-3推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算图 1-33 中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图 1-2 的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。根据图 1-33 和图1-34，我们把整流输出电压 uo 和 LC 滤波电路的电压 uc、电流 iL 画出如图 1-35，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。
37、图 1-35-a）是整流输出电压 uo 的波形图。实线表示控制开关 K1 接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈 N3 绕组输出电压经整流后的波形；虚线表示控制开关 K2 接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈 N3 绕组输出电压经整流后的波形。Up 表示整流输出峰值电压（正激输出电压），Up-表示整流输出最低电压（反激输出电压），Ua 表示整流输出电压的平均值。图 1-35-b）是滤波电容器两端电压的波形图，或滤波电路输出电压的波形图。Uo 表示输出电压，或滤波电容器两端电压的平均值；Uc 表示电容充电电压增量，2Uc 等于输出电压纹波。1-8-1-3-1推挽式变压器开关电源
38、储能滤波电感参数的计算在图 1-33 中，当控制开关 K1 接通时，输入电压 Ui 通过控制开关 K1 加到开关变压器线圈 N1 绕组的两端，在控制开关 K1 接通 Ton 期间，开关变压器线圈 N3绕组输出一个幅度为 Up（半波平均值）的正激电压 uo，然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容 C 组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感 L 两端的电压eL 为：eL = Ldi/dt = Up Uo K1 接通期间 （1-136）式中：Ui 为输入电压，Uo 为直流输出电压，即：Uo 为滤波电容两端电压 uc 的平均值。在此顺便说明：由于电容两端的电压变化增量 U 相对于输出电压 Uo 来说非
39、常小，为了简单，我们这里把 Uo 当成常量来处理。对（1-136）式进行积分得：式中 i（0）为初始电流（t = 0 时刻流过电感 L 的电流），即：控制开关 K1 刚接通瞬间，流过电感 L 的电流，或称流过电感 L 的初始电流。从图 1-35 中可以看出 i（0）= Ix 。当控制开关 K 由接通期间 Ton 突然转换到关断期间 Toff 的瞬间，流过电感 L 的电流 iL 达到最大值：（1-139）和（1-140）式就是计算推挽式变压器开关电源输出电压的表达式。式中，Uo 为推挽式变压器开关电源输出电压，Ui 为推挽式变压器开关电源输入电压，Up 为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈
40、N3 绕组的正激输出电压，Up-为推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈 N3 绕组的反激输出电压，n 为开关电源次级线圈 N3 绕组与初级线圈 N1 绕组或 N2 绕组的匝数比。根据上面分析结果，（1-138）式可以写为：由（1-75）式可知，当控制开关 K1、K2 的占空比均为 0.5 时，Upa 与 Upa-基本相等，由此我们也可以认为 Up 与 Up-基本相等。由于，当控制开关 K1、K2 的占空比均为 0.5 时，（1-141）式和（1-142）式的计算结果为 0。因此，当控制开关 K1、K2 的占空比均为 0.5 时，推挽式变压器开关电源经整流后输出的电压波形基本上是纯直流，没有交
41、流成分，输出电压Uo 等于最大值 Up，因此，可以不需要储能电感滤波。但是，如果要求输出电压可调，推挽式变压器开关电源的两个控制开关 K1、K2的占空比必须要小于 0.5；因为推挽式变压器开关电源正反激两种状态都有电压输出，所以在同样输出电压（平均值）的情况下，两个控制开关 K1、K2 的占空比相当于要小一倍。由此可知，当要求输出电压可调范围为最大时，占空比最好取值为 0.25。当两个控制开关 K1、K2 的占空比取值均为 0.25 时，Upa = 3Upa-，由此我们也可以认为 Up 等于 3Up-。把上面已知条件代入（1-142）式，可求得：(1-143）、（1-144）、（1-145）式
42、就是计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感和滤波输出电压的表达式（D 为 0.25 时）。式中 Uo 为推挽式变压器开关电源输出电压，Ui 为推挽式变压器开关电源输入电压，T 为控制开关的工作周期，F 为控制开关的工作频率，n 为开关电源次级线圈 N3 绕组与初级线圈 N1 绕组或 N2 绕组的匝数比。同理，（1-143）、（1-144）、（1-145）式的计算结果，只给出了计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感 L 的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于 1 的系数。开关电源原理与设计推挽式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算1-8-1-3-2推挽式变压器开关电源
43、储能滤波电容参数的计算由图 1-35 可以看出，在两个控制开关的占空比 D 分别等于 0.25 的情况下，电容器充、放电的电荷以及充、放电的时间和正、负电压纹波值均应该相等，并且电容器充电流的平均值也正好等于流过负载的电流 Io 与流过储能电感最小电流 Ix 的差。因此，电容器充时，电容器存储的电荷 Q 为：（1-148）式和（1-149）式，就是计算输出电压可调的推挽式变压器开关电源储能滤波电容的公式（D = 0.25 时）。式中：Io 是流过负载的电流，T 为控制开关 K1 和 K2 的工作周期，UP-P 为输出电压的波纹电压。波纹电压 UP-P一般都取峰-峰值，所以波纹电压正好等于电容器
44、充电或放电时的电压增量，即：UP-P = 2Uc 。同理，（1-148）式和（1-149）式的计算结果，只给出了计算输出电压可调的推挽式变压器开关电源储能滤波电容 C 的中间值，或平均值，即控制开关工作于占空比 D 为 0.25 时的情况，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于 1 的系数。由（1-148）式和（1-149）式可见，输出电压可调的推挽式变压器开关电源的储能滤波电容与串联式开关电源的储能滤波电容相比，在数值上小了很多，这是因为推挽式变压器开关电源采用全波整流或桥式整流输出，相当于占空比和工作频率都提高了一倍的缘故。占空比提高，可使流过储能滤波电感的电流不会出现断流；工
45、作频率提高，可使储能滤波电容的充、放电时间缩短，即滤波器的时间常数可以减小。下一部分我们谈谈推挽式开关电源变压器参数的计算。开关电源原理与设计推挽式开关电源变压器参数的计算0.4推挽式开关电源变压器参数的计算推挽式开关电源使用的开关变压器有两个初级线圈，它们都属于励磁线圈，但流过两个线圈的电流所产生的磁力线方向正好相反，因此，推挽式开关电源变压器属于双激式开关电源变压器；另外，推挽式开关电源变压器的次级线圈会同时被两个初级线圈所产生的磁场感应，因此，变压器的次级线圈同时存在正、反激电压输出；推挽式开关电源有多种工作模式，如：交流输出、整流输出、直流稳压输出，等工作模式，各种工作模式对变压器的参
46、数要求会有不同的要求。1-8-1-4-1推挽式开关电源变压器初级线圈匝数的计算由于推挽式变压器的铁心分别被流过变压器初级线圈 N1 绕组和 N2 两个绕组的电流轮流进行交替励磁，变压器铁心的磁感应强度 B，可从负的最大值-Bm，变化到正的最大值+Bm，因此，推挽式变压器铁心磁感应强度的变化范围比单激式变压器铁心磁感应强度的变化范围大好几倍，并且不容易出现磁通饱和现象。推挽式变压器的铁心一般都可以不用留气隙，因此，变压器铁心的导磁率比单激式变压器铁心的导磁率高出很多，这样，推挽式变压器各线圈绕组的匝数就可以大大的减少，使变压器的铁心体积以及变压器的总体积都可以相对减小。推挽式开关电源变压器的计算
47、方法与前面正激式或反激式开关电源变压器的计算方法大体相同，只是对变压器铁心磁感应强度的变化范围选择有区别。对于具有双向磁极化的变压器铁心，其磁感应强度 B 的取值范围，可从负的最大值-Bm 变化到正的最大值+Bm。关于开关电源变压器的计算方法，请参考前面“1-6-3正激式变压器开关电源电路参数计算”中的“2.1 变压器初级线圈匝数的计算”章节中的内容。根据（1-95）式：（1-150）式和（1-151）式就是计算双激式开关电源变压器初级线圈 N1 绕组匝数的公式。式中，N1 为变压器初级线圈 N1 或 N2 绕组的最少匝数，S 为变压器铁心的导磁面积（单位：平方厘米），Bm 为变压器铁心的最大
48、磁感应强度（单位：高斯）；Ui 为加到变压器初级线圈 N1 绕组两端的电压，单位为伏； = Ton，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度（单位：秒）；F 为工作频率，单位为赫芝，一般双激式开关电源变压器工作于正、反激输出的情况下，其伏秒容量必须相等，因此，可以直接用工作频率来计算变压器初级线圈 N1 绕组的匝数；F 和 取值要预留 20%左右的余量。式中的指数是统一单位用的，选用不同单位，指数的值也不一样，这里选用 CGS单位制，即：长度为厘米（cm），磁感应强度为高斯（Gs），磁通单位为麦克斯韦（Mx）。1-8-1-4-2推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算A）交流输出推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算推挽式开关电源如果用于 DC/AC 或 AC/AC 逆变电源，即把直流逆变成交流输出，
