1、 1完整版说明书，CAD 图纸等，联系 153893706太阳能水泵 DC-AC 逆变系统设计摘 要：随着新能源的开发愈来愈受到重视，太阳能利用技术得以迅速发展，光伏发电成为一个重要的领域。太阳能水泵亦称光伏扬水系统，主要由光伏扬水逆变器、交流水泵和太阳能电池阵列组成。太阳能水泵系统利用取之不竭用之不尽的太阳能作为动力，整个提水过程节能环保、无任何污染，光伏扬水系统不需要柴油、不需要电、不需要储能电池，以蓄水替代蓄电，大幅降低系统的建设和维护成本，尤其适合干旱缺电的农业或荒漠地区使用。本文以太阳能水泵系统为研究对象,有针对性的对系统中 DC/AC 逆变器进行了优化设计。本设计则针对光伏逆变电源
2、，系统地论述了 DC/AC 光伏逆变器技术的现状、发展、制作过程及应用。其中通过采用芯片 TL494CN 构成了该逆变电源的核心控制电路，以及在电路中选用了EI33 型的高频变压器，大大降低了该逆变电源的成本及重量，逐步改善了逆变器的性能。整个电路将输入的 12V 的直流电通过二次频变转换成 220V/50Hz 的交流电后输出，并且具有输出过压保护，输入过压保护等功能。关键词：太阳能，逆变器，高频变压器The Design Of DC-AC Inverter For The Solar Pump SystemAuthor：2Tutor：（Oriental Science 应用上从屋顶系统突破，
3、逐步过渡到与建筑一体化的大型并网光伏电站的发展。20 世纪 80 年代开始，中国先后引进了一批美国的单晶硅太阳能电池和非晶硅太阳能电池生产设备，中国的光伏工业开始起步。至 1987 年，中国光伏电池产量达到100kw/年、晶体硅太阳能电池的价格降到 40 一 45 元/W，光电转换效率达到 8%一21%。1997 年，中国单晶硅光伏电池总产量为 1.8MW，2001 年达到 3.0MW。价格从1997 年的 42-47 元/W 降为加 10 年的 35 礴 30 元/W。其中，非晶硅太阳能电池产量为40 元w，价格为 23 一 25 元/W，光电转换效率为 4%6%。到 2004 年底，中国己
4、形成85MW/年的太阳能电池生产能力，其中，晶体硅太阳能电池产量为 65MW/年，非晶硅太阳能电池产量为 2.0MW/年。一般认为，逆变技术的发展可以分为如下两个阶段：19561980 年为传统发展阶段。这个阶段的特点是，开关器件以低速器件为主，5逆变器的开关频率较低，波形改善以多重叠加为主，体积重量较大，逆变效率低，正弦波逆变器开始出现。1980 年到现在为高频化新技术阶段。这个阶段的特点是，开关器件以高速器件为主，逆变器的开关频率较高，波形改善以 PWM 为主，体积重量小，逆变效率高。正弦波逆变技术发展日趋完善 1。1.3 采用逆变技术的目的采用逆变技术的目的使为了获得不同或变化形式的电能
5、。 例如：(1)由蓄电池中的直流电源获得交流电 如不间断电源（UPS） 、应急灯电源等。(2)获得可变频率的交流电源 如交流电动机调速变频器等。(3)实现电能量回馈，如电动机制动再生能量回馈有源逆变系统等。(4)使电源设备小型化，高效节能，获得更好的稳定性和调节性能，如各种类型的直流电源变换器。(5)利用感应涡流产生热量，如中频炉和高频感应加热（电磁灶等） 2。 1.4 采用逆变技术的优越性在现代逆变技术的应用领域中，许多用电设备和系统都有一个发展的过程。由磁放大式到硅二极管整流式，再到可控管（ 晶闸管）整流式，直到发展到逆变式，这不仅是因为现代电力电子技术的发展为逆变技术的采用提供了必要的条
6、件，更重要的还是因为采用逆变技术有很多优越性：(1)灵活的调节输出电压或电流的幅度和频率 通过控制回路，我们可以控制逆变电路的工作频率和输出时间比例，从而使输出电压或电流的频率和幅值按照人们的意愿或设备的工作要求来灵活的变化。(2)将蓄电池中的直流电转换成交流电或其他形式的直流电 例如，不间断断电源设备再电网停电时，将蓄电池中的直流电逆变成交流电，供计算机等用电设备使用，不间断其工作，从而不会造成太大损失。(3)明显的减少设备的体积和重量，节省材料很多用电设备中，变压器和电抗器再很大程度上决定了其体积和重量.对于变压器有以下公式：U=KfNSBm （1）式中：U绕组电压K波形系数（正弦波为 4
7、.44，方波为 4）F工作频率（HZ）6N绕组线圈匝数S变压器铁心的有效横截面积（）Bm铁芯工作最大磁密度（T）由（1）公式可知，当 U，K 和 Bm 都不变时，NS 与 f 成反比关系，即NS=U/KBmf （2） 在功率变换电路中，U 一般为市电级电压，变化不会太大，各种磁性材料允许的磁通密度也不会相差太大。但是，如果能将变压器绕组中所加电压的频率大幅度提高，则变压器绕组匝数与有效横截面积之积就会显著减小。比如，如果 f 有 50HZ 增加到50KHZ，提高 1000 倍，则 NS 将会减小为原来的千分之一， ，假设 N 变为原来的1/40，S 变为原来的 1/25，可见变压器的体积和重量
8、明显的减小了，当然也节约了制作变压器的刚材和磁性材料。(4)高效节能例如，传统的、采用工频变压器的整流式电源设备的功率因数一般在 0.5 至 0. 8 之间，这是因为其电流谐波成分和相移角都比较大。现代功率因数概念由式给出:PF=P/S=UI1 cos/UI=I 1cos/I=cos （3）式中 PF功率因数(Power Factor )P 有功功率(W)S 视在功率(VA)U 输入电压有效值(V)I 输入电流有效值(A)I1 输入电流基波有效值(A) 一输入电流基波与电压波形的相位角我们把 = I1/I 定义成为谐波因数，把 cos 叫做相位因数，这样功率因数就等于谐波因数与相位因数的乘积。
9、在逆变器中，对输入电压进行全波不控整流再进行逆变， 很小，cos1，如果采用功率因数校正技术(Power Factor Corrector，PFC )，能使输入电流的谐波成分变得很小，从而使 yl。这样，PF1，节能的效果也是非常明显的。(5)动态响应快、控制性能好、电气性能指标好 由于逆变电路得工作频率高，调节周期短，使得电源设备得动态响应或者说动态特性很好。(6)保护快7由于逆变器工作频率高，控制速度快，对保护信号的反应也快，从而增加了系统的可靠性。 2因此，研究一种体积小、可靠性高，动态响应速度快的新型逆变电源在理论上和实际应用中都有着十分重要的意义。无论是在国内还是在国际上，对逆变电源
10、得研究一直被人们所重视，况且前人在这领域也已经取得了很多非常有学术价值和应用价值得研究成果。2 课题有关内容的研究现状2.1 光伏水泵系统图 1 光伏水泵系统Fig1 Photovoltaic pump system2.2 逆变器主电路的基本形式常用逆变器主电路的基本形式有三种分类方法:按照相数分类，可分为单相和三相;按照直流测波形和交流侧波形分类，可分为电压源型和电流源型逆变器，按电路拓扑结构，可以分为单端正激(Forward)、单端反激(Flyback)、升压(Boost 式、降压(Buck)式、推挽(Pull-push)拓扑结构、半桥(Half-bridge)结构、全桥(Full-bri
11、dge)结构等。理想的逆变器，从直流变到交流的功率总是一定值而没有脉动，直流电压波形和电流波形中也不应该产生波动。而在实际逆变电路中，因为逆变器的脉动数值有限，因而逆变功率是脉动的。当逆变器的逆变功率的脉动波形由直流电流来体现时，称之为电压源型逆变器，直流电源是恒压源。电压源型逆变器直流侧有较大的直流滤波电容。当逆变器的逆变功率的脉动波形由直流电流来体现时，称之为电流源型逆变器，直流电源是恒流源。电流源型逆变器直流侧接有较大的滤波电感。此外，控制逆变器输出量(电压或电流)有两种方法，一种是脉冲幅度调制 PAM，8其特点是保持脉冲宽度不变而改变脉冲幅值:另一种是脉冲宽度调制 PWM，其特点是保持
12、脉冲幅值不变而改变脉冲宽度 3。2.3 逆变电源的关键问题 (1)高频变压器的稳定性：很难采购到符合自己要求的变压器。对于工业产品，应当有一个在规定范围内通用的规范化的参数，这对磁性元件来说是非常困难的。而表征磁性元件的大多数参数（电感量，电压，电流，处理能量，频率，匝比，漏感，损耗）对制造商是无所适从的。可综合考虑成本，体积，重量和制造的困难程度，在一定的条件下可获得较满意的结果。(2)推挽电路中的驱动电路由于推挽结构的偏磁而无法避免偏磁现象的产生，但可采用一些办法来减轻偏磁现象。主要解决方法有:1，采用峰值电流控制，这是目前最有效的抑制偏磁的办法。2，设计变压器的时候，注意初级两个绕组的对
13、称性要良好 4。 (3)克服或减轻偏磁主要还是从其开关管的驱动方式着手，即采用电压电流型 PWM控制。常用的控制芯片有 KA7500B，SG352, TL494 等。在 PWM 逆变器中，软开关技术的研究。目的是要实现脉宽调制软开关技术，就是将软开关技术引进到 PWM 逆变器中，使它既能保持原来的优点，又能实现软开关工作5。2.4 光伏逆变器的现状目前光伏逆变器的分类主要按输出的波形分，主要分为两大类：一类是方波逆变器，另一类是正弦波逆变器。其中纯方波逆变器输出的则是质量较差的方波交流电，其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生（如图 2） ，这样，对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。同时，
14、其负载能力差，仅为额定负载的 4060 ，不能带感性负载。如所带的负载过大，方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容。而正弦波逆变器中包括修正正弦波逆变器和纯正弦波逆变器。其中修正正弦波逆变器，其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔，使用效果非常不错 6。虽然纯正弦波逆变器提供高质量的交流电，能够带动任何种类的负载，但技术要求和成本均比较高。况且修正正弦波逆变器输出的电压可以满足我们绝大部分的用电需求，效率高，噪音小，售价适中，因而成为市场中的主流产品。9方波纯正弦波 修正正弦波图 2 各种逆变器产生的波形图Fig2 All kin
15、ds of inverter produce waveform figure2.5 本章小结本章详细介绍了逆变器的主要结构形式和逆变电源遇到的关键问题，同过对三种波形的逆变器的比较，决定设计一个修正正弦波的逆变器。在低成本的光伏逆变器市场中方波逆变器占了很大一部分，设计一个低成本的修正正弦波逆变器正是现在市场的主流趋势，其应用前景是非常广阔的。3 光伏逆变器原理3.1 光伏 DC-AC 逆变器的介绍光伏逆变器将直流电转化为交流电，若直流电压较低，则通过交流变压器升压，即得到标准交流电压和频率。对大容量的逆变器，由于直流母线电压较高，交流输出一般不需要变压器升压即能达到 220V，在中、小容量的
16、逆变器中，由于直流电压较低，如 12V、24V，就必须设计升压电路。 中、小容量逆变器一般有推挽逆变电路、全桥逆变电路和高频升压逆变电路三种，推挽电路，将升压变压器的中性插头接于正电源，两只功率管交替工作，输出得到交流电力，由于功率晶体管共地边接，驱动及控制电路简单，另外由于变压器具有一定的漏感，可限制短路电流，因而提高了电路的可靠性。其缺点是变压器利用率低，带动感性负载的能力较差。全桥逆变电路克服了推挽电路的缺点，功率晶体管调节输出脉冲宽度，输出交流电压的有效值即随之改变。由于该电路具有续流回路，即使对感性负载，输出电压波形也不会畸变。该电路的缺点是上、下桥臂的功率晶体管不共地，因此必须采用
17、专门驱动电路或采用隔离电源。另外，为防止上、下桥臂发生共同导通，必须设计先关断后导通电路，即必须设置死区时间，其电路结构较复杂。103.2 光伏逆变器工作原理3.2.1 基本构成该设计采用单相输出，全桥逆变，电路的方框图如图3。该电路由12V直流输入、输入过压保护电路、过热保护电路、逆变电路I、220V/50KHz 整流滤波、逆变电路II、输出过压保护电路等组成。逆变电路I、逆变电路II的框图分别见图4、图5。逆变电路又包括频率产生电路（50KHz和50HzPWM脉冲宽度调制电路）、直流变换电路(DC/DC)将12V直流转换成220V直流、交流变换电路(DC/AC)将12V直流变换为220V交
18、流。图 3 逆变系统原理方框图Fig3 Inverter system theory is arrived逆变电路I原理如图4所示。此电路的主要功能是将12V直流电转换为220V/50KHz的交流电。图 4 逆变 I 电路原理方框图Fig 4 Inverter circuit principle I arrived逆变电路II如图5所示。此电路的主要功能是将220V直流电转换为220V/50Hz的交流电。全桥电路以50Hz的频率交替导通，产生50Hz交流电。11图 5 逆变 II 电路原理方框图Fig 5 Inverter circuit principle II arrived3.2.2 电
19、路工作原理输入12V直流电源电压，经过逆变电路I得到220V/50KHz的交流电，此交流电再经过整流滤波电路得到220V高压直流电，然后经过逆变 II得到220V/50Hz交流电。其中输入过压保护电路、输出过压保护电路、过热保护电路构成整个电路的保护电路。一旦输入电压出现过大或者过小时，保护电路立即启动，然后停止逆变电路I的工作。过热保护电路是当电路工作温度过高时，启动保护使逆变电路I 停止工作。输出过压保护电路与逆变电路II构成反馈回路，一旦电路输出异常则停止逆变电路II的工作。在逆变电路I中是用一块TL494芯片产生50KHz 的脉冲频率，经过变压器推挽电路将12V直流转换成220V/50
20、KHz 的交流电。在逆变电路II中再用一块TL494芯片产生50Hz的脉冲波，全桥电路以50Hz的频率交替导通，从而将220V 直流和50Hz脉冲电路整合，然后输出220V/50Hz 的交流电。在该电路中都是利用TL494的输出端作为逆变电路工作状态的控制端。3.3 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定3.3.1 变压器磁芯选择目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应强度虽然高，但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内，它们呈现铁损最高，因此，受到高功
21、率密度和高效率制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E133型铁氧体铁芯制成变压器是最符合其要求，而且E133型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器变压器磁芯选择功率铁氧体12材料E133型。3.3.2 工作磁感应强度确定工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温
22、升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T到0.3T之间。在本设计中，根据特定工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。3.3.3 变压器主要设计参数计算主要参数如下：电路形式 单相全桥逆变工作频率 f=50kHz；变换器输入直流电压 Ui=12V；变换器输出直流电压 U0=220V；输出电流 Io=0.8A；工作脉冲占空度 D=0.25 O.85；转换效率 80； 变压器允许温升 =50；变换器散热方式 风冷；工作环境温度 t=4585 。（1）变压器计算功率开关
23、电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率，其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。变换器输出电路为全波整流，因此：P1=P0(1+1/)= U0I0(1+1/) （4）将 Uo=220V,Io=0.8A,=80代入式（1），可得 P1=396W。（2）磁芯设计输出能力确定磁芯材料确定后，磁芯面积乘积反映了变压器输出功率能力。其输出能力为:Ap=(Pt104/4BmfKWKJ)1.16 （5）13式中：工作频率 f 为 50kHz，工作磁感应强度 Bm 取 0.6T，磁心的窗口占空系数KW 取 0.2，矩形磁心的电流密度（温升为 50时）KJ 取 468。经计算，变压器的设计输出能
24、力 AP=0.311cm4。（3）磁芯实际输出能力变压器的输出能力即磁心的输出能力，它取决于磁心面积的乘积（AP） ，其值等于磁心有效截面积（AC）和它的窗口截面积（ Am）的乘积，即：Ap1=kAcAm （6）在变压器的设计中，变压器的输出能力必须大于它的设计输出能力。在设计中，我们选用的矩形磁心的尺寸为：10103913.4 （即：a=10mm，b=10mm，c=13.4mm ，h=39mm ），实际 AP 达 3.66cm4(其中磁心截面积的占空系数 KC 取 0.7)，大于变压器的设计输出能力 0.311cm4，因此，该磁心能够满足设计使用要求。（4）线圈绕组参数计算D 取 50，To
25、n=D/f=0.5/(50103)=16.67s,忽略开关管压降，则Up1=Ui/2=150V （7） 初级匝数：N1=Up1Ton102/2BmAc=(1516.67)102/(20.6110.7)=29.77 （8）取 N1=30 匝。次级绕组匝数：N2=UN1/Up=(30220)/15=420 （9）电流密度为：J=KjAp0.1410 2=4680.311 0.14102=5.14A/mm2 （10）（5）线圈绕制为减小分布参数的影响，初级采用双腿并绕连接的结构，次级采用分段绕制，串联相接的方式，降低绕组间的电压差，提高变压器的可靠性，绕制后的线圈厚度约为4.5mm。小于磁心窗口宽度
26、 13.4mm 的一半。在变压器的绝缘方面，线圈绝缘选用抗电强度高、介质损耗低的复合纤维绝缘纸，提高初、次级之间的绝缘强度和抗电晕能力。变压器绝缘则采用整体灌注的方法来保证变压器的绝缘使用要求。3.4 逆变器的主要元器件及其特性3.4.1 TL494电流模式PWM控制器TL494 是一种固定频率脉冲宽度调制电路1 ，它包含了开关电源控制所需的全14部功能，广泛用于单端正激双管式、半桥式以及全桥式开关电源。TL494有SO16和PDIP16两种封装形式，以适应不同场合的要求。（1）主要特征集成了全部的脉冲宽度调制电路。TL494内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个（一个电阻和一个电容）。TL
27、494内置误差放大器。TL494内置5V 参考基准电压源。可调整死区时间。TL494内置功率晶体管，可提供500mA的驱动能力。有推或拉两种输出方式。（2）引脚设置及其功能TL494的内部电路由基准电压产生电路、振荡器、死区时间比较器、误差放大器（两个）、PWM比较器以及输出电路等组成，各引脚功能见下表：表1 TL494引脚功能表Table1 TL494 pin function table引脚号 引脚功能1、2 误差放大器I 的同相和反相输入端3 相位校正和增益控制端4 间歇期调整，其上加0-3.3V电压时，可使截止时间从 2%线性变化到100%；死区时间控制，输入直流电压为0-4V，控制T
28、L494输出脉冲的占空比为 0.45-0。在此基础上，占空比还受反馈信号控制，四脚还常用作软启动控制端，使输出脉冲宽度由零逐渐达到设计值。5、6 分别用于外接振荡电容Ct和振荡电阻Rt ，产生锯齿波电压并送至 PWM比较器，振荡频率Fosc= 1CtRt，定时电阻取值在1K 以上。7 接地端8、9、10、11 分别为TL494内部两个末级输出三极管的集电极和发射极12 电源供电端13 输出控制端，当该端电压为零时，用于驱动单端电路。该端接地时为并联单端14 输出方式，接14脚时为推挽输出方式15、16 5V基准电压输出端，最大输出电流为 10mA误差放大器II 的反相和同相输入端（3）工作原理
29、15TL494是一个固定频率PWM控制电路，其内部结构如图 4 所示。TL494适用于设计所有的单端或双端开关电源电路，其主要性能如下：图6 TL494内部结构Fig 6 TL494 internal structure（1）输入电源电压为740V，可用稳压电源作为输入电源，从而使辅助电源简化。TL494末级的两只三极管在740V 范围工作时，最大输出电流可达250mA。因此，其带负载能力较强，即可按推挽方式工作，也可将两路输出并联工作，小功率时可直接驱动。（2）内部有5V参考电压，使用方便，当参考电压短路时，有保护功能，控制方便。（3）内部有一对误差放大器，可做反馈放大及保护功能，控制非常方
30、便。（4）在高频开关电源中，输出方波必须对称，在其他一些应用中又需要方波人为不对称，即需控制方波的占空比。通过对TL494的4脚控制，即可调节占空比，还可作输出软启动保护用。（5）可以选择单端、并联及交替三种输出方式。TL494的1脚及2脚为误差放大器的输入端。由TL494芯片构成电压反馈电路时，1、2脚上通过电阻从内部5V基准电压上取分压，作为 1脚比较的基准。3脚用于补偿校正，为PWM比较器的输入端，接入电阻和电容后可以抑制振荡， 4脚为死区时间控制端，加在4脚上的电压越高，死区宽度越大。当4脚接地时，死区宽度为零，即全输出；当其接5V电压时；死区宽度最大，无输出脉冲。利用此特点，在 4脚
31、和14脚之间接一个电容，可达到输出软启动的目的，还可以供短路保护用。5脚及6脚接振荡器的接地电容、电阻。16TL494内置线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，其振荡频率如下：Fosc=1/CtRt （11） 输出脉冲的宽度是通过电容Ct上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较而实现的。三极管VT1和VT2受控于或非门。当双稳态触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号时才会被选通。当控制信号增大时，输出脉冲的宽度将减小。控制信号由集成电路外部输入，其中一条送至死区时间比较器，另一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器具有120mV
32、的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%。当输出端接地时，最大输出占空比为96%，当输出端接参考电平时，占空比为48%。在死区时间控制端上接固定电压（在03.3V 之间）时，即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。PWM 比较器为误差放大器调节输出脉冲宽度提供了一个手段：当反馈电压从0.5V变为3.5V 时，输出的脉冲宽度由被死区确定的最大导通百分比时间下降到零。两个误差放大器具有从-0.3V到Ucc-2.0V的共模输入范围，这可从电源的输出电压和电流中察觉到。误差放大器的输出端常处于高电平，它与PWM比较器反相输入端进行“或”运算。当Ct 放电时，一个正脉冲将出现在死区时间
33、比较器的输出端，受脉冲约束的双稳态触发器进行计时，同时停止VT1和VT2的工作。若输出控制端连接到参考电压上，那么调制脉冲交替送至两个三极管，输出频率等于脉冲振荡器的一半。如果工作于单端状态，且占空比小于50%时，则输出驱动信号可分别从VT1和VT2中取得。输出变压器为一个反馈绕组及二极管提供反馈电压。在单端工作模式下，当需要更大的驱动电流输出时，可将VT1和VT2并联使用，这时需将输出模式控制端接地，以关闭双稳态触发器。在这种状态下，输出脉冲的频率将等于振荡器的频率。TL494内置一个5V 的基准电压产生电路，使用外置偏置电压时，可提供高达10mA的负载电流。在典型的070温度范围和50mV
34、电压的温漂条件下，该基准电压产生电路能提供5%的精度。3.4.2 场效应管场效应管是一种适应开关电源小型化、高效率化和高可靠性要求的理想器件。它是利用电场效应来控制其电流大小的半导体器件3。其代表符号如图。这种器件不仅兼有开关速度快、无存储时间、体积小、重量轻、耗电省、寿命长等特点，而且还有17输入阻抗高、噪声低、热稳定性好、抗辐射能力强和制造工艺简单等优点，因此大大的扩展了它的应用范围，特别是在大规模和超大规模集成电路中得到了广泛的应用。MOSFET开关较快而无存储时间，故在较高工作频率下开关损耗较小，另外所需的开关驱动功率小，降低了电路的复杂性。本设计采用的是N 沟道增强型MOSFET。只
35、有在正的漏极电源的作用下，在栅源之间加上正向电压（栅极接正，源极接负），才能使该场效应管导通。当Vgs 0时才有可能有电流即漏极电流产生。即当Vgs 0时MOS管才导通。图7 MOSFET代表符号图Fig 7 MOSFET representative symbol figure3.4.3 三极管的选择本设计选用了两种三极管，因为电路中有50KHz和 50Hz两个频率，用于50KHz 电路的三极管选择为8550型15 用于50Hz 低频的三极管选择为KSP44型。三极管的工作状态有截止、放大、饱和三种。此设计电路中主要运用三极管的导通截止的开关特性。3.5 逆变电路及其保护电路设计3.5.1
36、DC/DC 变换电路由DC/AC和整流滤波电路组成。电路结构如图8，VT1和VT2 的基极分别接TL494的两个内置晶体管的发射极。中心器件变压器T1，实现电压由 12V 脉冲电压转变为220V脉冲电压。此脉冲电压经过整流滤波电路变成 220V高压直流电压。变压器T1的工作频率选为50KHz 左右 4，因此T1 可选用EI33型的高频铁氧体磁心变压器，变压器的匝数比为12220005 ，变压器选择为E型，可自制。经过实践调制选择初级匝数为102 ，次级匝数为 190。 10190005即满足变压器匝数比约为0.05。电路正常时，TL494的两个内置晶体管交替导通，导致图中晶体管VT1、VT2的
37、基极也因此而交替导通，VT3 和 VT4交替导通。因为变压器选择为E 型，这样使变压器工作在推挽状态，VT3和 VT以频率为 50KHz交替导通，使变压器的初级输入端有50KHz 的交流电。当VT1导通时，场效应管VT3因为栅极无正偏压而截止，而此时VT2截止，导致场效应18管VT4 栅极有正偏压而导通。当VT1导通时，VT2截止，场效应管VT3因为栅极无正偏压而截止，而此时VT2截止，导致场效应管VT4栅极有正偏压而导通。且交替导通时其峰值电压为12V，即产生了12V/50KHz的交流电。当电路工作不正常时，TL494输出控制端为低电平时，TL494的两个内置晶体管的集电极（8脚和9脚）有1
38、2V正偏压，基极为高电平，导致两晶体管同时导通。VT1和VT2因为基极都为高电平而饱和导通，而场效应管VT3、VT4将因栅极无正偏压都处于截止状态，逆变电源停止工作，LED指示灯熄灭。极性电容C1滤去12V 直流中的交流成分，降低输入干扰。滤波电容C1可取为 2200F 。R1、R2、R3 起限流作用，取值为4.7K 。整流滤波电路由四只整流二极管和一个滤波电容组成。四只整流二极管D1D4接成电桥的形式，称单相桥式整流电路。在桥式整流电路中，电容C2滤去了电路中的交流成分，由模拟电路直流稳压电源的电容滤波电路知：d=RC（35）T/2 （12）当f=50KHz时，R=116K，R 为后继负载电
39、阻，则C4.31010 F 。根据电容标称值选择C2 为10F。输出220V 高压直流电，供后继逆变电路使用。图8 直流变换电路图Fig 8 DC transform circuit diagram3.5.2 DC-AC逆变电路电路结构如图，该变换电路为单相全桥桥式电路。其中TL494芯片的8脚和11脚为内置的两个三极管的集电级，且两个内置三极管是交替导通的，变替导通的频率为50Hz。图中8 脚和11脚分别接入了上下两部分完全对称的桥式电路，因为两三极管交替工作，工作频率为50Hz，所以选用桥式电路，目的在于得到50Hz交流电。上下两19部分电路工作过程完全相同。选其中一部分作为说明。这里将其
40、简化如图10。图中VT0为 TL494芯片II 的一个内置三极管设为 VT00，另一个设为 VT01。当VT00 导通时，即VT01 截止时：VT1 的基级没有正偏压，从而使VT1截止，然后VT3的栅极有12V 正偏电压，使VT3 导通。而VT4因为栅极无正偏压截止，输出220V 电压。当VT00截止时，即VT01 导通时：VT1基级有12V正偏压，集电极有 12V反向电压，从而导通。VT3的栅极无正偏电压，从而使VT3截止。而VT4因为栅极有12V正偏压导通。因为VT3截止， 220V电压无法送至输出。但此时下半部分的电路有220V电压输出。因为此时TL494芯片II的另一个内置三极管 VT
41、01导通，它的集电极即第11脚使逆变电路I有220V电压输出。原理同上。上下两部分以频率为50Hz而交替导通，从而使电路有220V/50Hz的交流电输出。由于TL494 芯片为脉冲调制器，其产生的波形为脉冲波而不是正弦波。VT1、VT2 、VT3、VT4 、VT5、VT6 应选择低频小功率型的。这里VT1和VT2 为晶体三极管可选择KSP14 型，VT3、VT4 、VT5 和VT6为场效应管可选择为IRF740型。限流电阻可选择10 K、1 K、4.7 K、3.3 K的经典取值。C1、C2和C3均为平滑输出的吸收电容。C1和C2可取为10F ，C3取为0.01F 。图9 DC-AC转换电路图F
42、ig 9 DC-AC conversion circuit diagram20图10 简化图Fig 10 Simplified picture3.5.3 输入过压保护电路电路结构如图11，由DZ1、电阻R1和电阻R2、电容C1、二极管VD1组成。输出端口接TL494芯片 I的同相输入端（第1脚），通过该芯片的误差比较器对其输出进行控制6 ，当输入过大电压时，停止逆变电路工作从而使电路得到保护。因为输入电压直接决定了输出电压的值，对输入端电压的保护也是对输出端子间过大电压进行负载保护。VD1、C1、R1组成了保护状态维持电路，只要发生瞬间的输入电压过大现象，就导致稳压管击穿，电路将沿C1和R1支
43、路充电，继续维持同相端的低电平状态，保护电路就会启动并维持一段时间。当C1和R1充电完成，C1和R2支路开始处于放电状态，当C1放电完成时，TL494芯片I的同相输入端由低电平翻转为高电平，导致TL494芯片I的3脚即反馈输入端为高电平状态，进而导致TL494芯片内部的PWM 比较器、或门、或非门的输出均发生翻转，TL494芯片内置功率输出级三极管VT1和VT2均转为截止状态。此时将导致直流变换电路的场效应管处于截止状态，直流变换电路停止工作。同时TL494的 4脚为高电平状态，4脚为高电平时，将抬高芯片内部死区时间比较器同相输入端的电位，使该比较器的输出为恒定的高电平，由TL494芯片内部结
44、构知，芯片内置三极管截止，从而停止后继电路的工作。稳压管的稳压值一般为输入电压的100%130%。稳压管DZ1 的稳压值决定了该保护电路的启动门限电压值。通常将稳压管的稳压值选为15V或者16V。较为合适。在此取为15V，稳压管的功率为0.15W 。R1取为100K，R2、R3 均取为 4.7K，C1、C2 均取为 47F。21图11 输入过压保护电路Fig 11 Input over-voltage protection circuit3.5.4 输出过压保护电路电路结构如图12，当输出电压过高时将导致稳压管DZ1击穿，使TL494芯片II的4脚对地的电压升高，启动TL494芯片II 的保护
45、电路，切断输出。 VD1、C1、R2 组成了保护状态维持电路，R3、R4为保护电阻，用以增大输出阻抗。稳压管的稳压值一般规定为输出电压的130%150% 7。后继电路为220V/50Hz输出，其中负载电阻为100K，TL494 芯片II的输出脚电压最大为12V，R1 为限流电阻可取值为10K，R2为保护电阻可取为16K，根据电路分压知识18R2上的电压为：U=R2220(R1+R1)=2201611630.34 V (13)即稳压管的电压取值最大为30.34V，这里稳压管取值为 30V。图12 输出过压保护电路Fig 12 Output over-voltage protection circ
46、uit3.5.5 TL494芯片 外围电路电路结构如图13，包含过热保护电路及振荡电路。15脚为芯片TL494的反相输入端，16为同相输入端，电路正常情况下15脚电压应略高于16脚电压才能保证误差比较器II 的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置5V 基准电压22源，负载能力为10mA。所以15脚电压应高于5V。 15脚电压计算式为：U=12R2/R1+R2+Rt) (14)这里Rt为正温度系数热敏电阻，常温阻值可在150300范围内任选，适当选大些可提高过热保护电路启动的灵敏度。这里取200。R1取36K ，R2取39K则15脚电压为6.22V。符合要求。该脉宽调制器的
47、振荡频率为 50KHz，由公式（11）知Fosc =1/CtRt，图中C2、R3 为芯片的振荡元件。C2即为Ct ，R3即为Rt 其中Fosc取为50KHz，C2 取 4700pF，则R3取4.3K。图13 TL494 芯片外围电路Fig 13 TL494 chip peripheral circuit3.5.6 TL494 芯片外围电路电路结构如图14，同样15脚为芯片TL494的反相输入端，16脚为同相输入端，电路正常情况下15脚电压应略高于16脚电压才能保证误差比较器II的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置5V 基准电压源，由图可知15脚的电压为5V，16脚的电压
48、为0V。芯片内置比较器II的输出为低电平。5脚和6脚为振荡器的定时电容和定时电阻接入端。因为要使输出频率为50Hz，由公式Fosc =1(CtRt)知：当Rt取为 220K时， Ct9.09108F，可取为0.1F。C1和R2是芯片的振荡元件，即是R2 取值为 220K，C1 取值为 0.1F 。芯片的8脚和11脚接逆变电路II，4脚接输入过压保护电路。电容C2取值为47F，电阻R3 取值为10K，当输入过压保护电路启动后，使电容C2 对R3放电，使4 脚保持为低电平，使TL494芯片II的电路维持一端时间，直到C2放电完毕，则使4脚为高电平，抬高死区电压，从而使芯片II停止工作。23图14 TL494 芯片外围电路Fig 14 TL494 chip II peripheral circuit3.6 本章小结这一章主要介绍了光伏逆变器的原理以及在原理中应用到主要芯片 TL494CN。对逆变电路以及其保护电路进行了设计和说明。4 仿真及程序流程图4.1 仿真波形图根据整个系统的闭环特征方程，并综合考虑系统的控制要求，再通过选取阻尼比和自然角频率，就可以得到系统控制器的参数。考虑到单相全桥逆变器系统控制的性能要求，在此基础上所确定的最终系统仿真参数如下：直流母线电压：U
