1、目前还没有哪一个拓扑能像反激电路那么普及，可见反激电源在电源设计中具有不可替代的地位。说句不算夸张的话，把反激电源设计彻底搞透了，哪怕其他的拓扑一点不懂，找个月薪 10K 的工作也不是什么难事。先谈下反激电路是由 buck-boost 拓扑演变而来，先分析一下 buck-boost 电路的工作过程。工作时序说明：t0 时刻，Q1 开通，那么 D1 承受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下线性上升。t1时刻，Q1 关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过 D1，向 C1 充电。并在 C1 两端电压作用下，电流下降。t2 时刻，Q1 开通，开始一个新的周期。从上面的波形图中，我们可以看到，
2、在整个工作周期中，电感 L1 的电流都没有到零。所以，这个工作模式是电流连续的 CCM 模式，又叫做能量不完全转移模式。因为电感中的储能没有完全释放。从工作过程我们也可以知道，这个拓扑能量传递的方式是，在 MOS 管开通时，向电感中储存能量，MOS 管关断时，电感向输出电容释放能量。MOS 管不直接向负载传递能量。整个能量传递过程是先储存再释放的过程。整个电路的输出能力，取决于电感的储存能力。我们还要注意到，根据电流流动的方向，可以判断出，在输入输出共地的情况下，输出的电压是负电压。MOS 管开通时，电感 L1 承受的是输入电压，MOS 关断时，电感 L1 承受的是输出电压。那么，在稳态时，电
3、路要保证电感不进入饱和，必定要保证电感承受的正向和反向的伏秒积的平衡。那么：Vin（t1-t0）=Vout（t2-t1），假如整个工作周期为 T，占空比为 D，那么就是：VinD=Vout（1-D）那么输出电压和占空比的关系就是：Vout=VinD/（1-D）同时，我们注意看 MOS 管和二极管 D1 的电压应力，都是 Vin+Vout另外，因为是 CCM 模式，所以从电流波形上可以看出来，二极管存在反向恢复问题。MOS开通时有电流尖峰。上面的工作模式是电流连续的 CCM 模式。在原图的基础上，把电感量降低为 80uH，其他参数不变。仿真看稳态的波形如下：t0 时刻，Q1 开通，那么 D1 承
4、受反向电压截止，电感电流在输入电压作用下从 0 开始线性上升。t1 时刻，Q1 关断，由于电感电流不能突变，所以，电感电流通过 D1，向 C1 充电。并在 C1 两端电压作用下，电流下降。t2 时刻，电感电流和二极管电流降到零。D1 截止，MOS 的结电容和电感开始发生谐振。所以可以看见 MOS 的 Vds 电压出现周期性的振荡。t3时刻，Q1 再次开通，进入一个新的周期。在这个工作模式中，因为电感电流会到零，所以是电流不连续的 DCM 模式。有叫做能量完全转移模式，因为电感中储存的能量完全转移到了输出端。而二极管因为也工作在 DCM 状态，所以没有反向恢复的问题。 但是我们应该注意到，DCM
5、 模式的二极管、电感和 MOS 漏极的峰值电流是大于上面的 CCM 模式的。需要注意的是在 DCM 下的伏秒积的平衡是：Vin（t1-t0）=Vout（t2-t1）只是个波形的正反问题。就好象示波器的探头和夹子如果反过来，那么波形就倒过来。你注意看图的右边，看波形具体的定义是什么。有的波形是两个点相减出来的。看波形图也要配合这原理图来看的。当 MOS 开通的时候，二极管 D1 承受着反压，是一个负的电压。MOS 关断的时候，二极管导通，正向压降很低二极管的反向恢复，和其工作时 PN 结的载流子的运动有关系。DCM 时，因为二极管已经没有电流流过了，内部载流子已经完成了复合过程。所以不存在反向回
6、复问题。会有一点点反向电流，不过那是结电容造成的。在 CCM 和 DCM 模式有个过渡的状态，叫 CRM，就是临界模式。这个模式就是电感电流刚好降到零的时候，MOS 开通。这个方式就是 DCM 向 CCM 过渡的临界模式。CCM 在轻载的时候，会进入 DCM 模式的。CRM 模式可以避免二极管的反向恢复问题。同时也能避免深度 DCM 时，电流峰值很大的缺点。要保持电路一直工作在 CRM 模式，需要用变频的控制方式。我还注意到，在 DCM 模式，电感电流降到零以后，电感会和 MOS 的结电容谐振，给 MOS 结电容放电。那么，是不是可以有种工作方式是当 MOS 结电容放电到最低点的时候，MOS
7、开通进入下一个周期，这样就可以降低 MOS 开通的损耗了。答案是肯定的。这种方式就叫做准谐振，QR 方式。也是需要变频控制的。不管是 PWM 模式，CRM 模式，QR 模式，现在都有丰富的控制 IC 可以提供用来设计。再谈反激 flyback 电路是从 buck-boost 电路演变而来，究竟是如何从 buck-boost 拓扑演变出反激 flyback 拓扑的呢？请看下面的图：这是基本的 buck-boost 拓扑结构。下面我们把 MOS 管和二极管的位置改变一下，都挪到下面来。变成如下的电路结构。这个电路和上面的电路是完全等效的。接下来，我们把这个电路，从 A、B 两点断开，然后在断开的地
8、方接入一个变压器，得到下图： 为什么变压器要接在这个地方？因为 buck-boost 电路中，电感上承受的双向伏秒积是相等的，不会导致变压器累积偏磁。我们注意到，变压器的初级和基本拓扑中的电感是并联关系，那么可以将变压器的励磁电感和这个电感合二为一。另外，把变压器次级输出调整一下。得到下图： 这就是最典型的隔离 flyback 电路了。由于变压器的工作过程是先储存能量后释放，而不是仅仅担负传递能量的角色。故而这个变压器的本质是个耦合电感。采用这个耦合电感来传递能量，不仅可以实现输入与输出的隔离，同时也实现了电压的变换，而不是仅仅靠占空比来调节电压。由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实
9、际线路中也会存在杂散电感。当 MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在 MOS 的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个 RCD 吸收电路。用C 来暂存漏感能量，用 R 来耗散之。下面先让我们仿真一下反激 flyback 电路的工作过程。在使用耦合电感仿真的时候，我们需要知道 saber 中，耦合电感怎么用。简单的办法，就是选择一个理想的线性变压器，然后设置其电感量来仿真。还有一个办法，就是利用耦合电感 K 这个模型来仿真。下图是我们用来仿真的电路图，为了让大家能看到元件参数的设置，我把所有元件的关键参数都显示出来了。还有，因为仿真的需要，我把输入和输出共地，实际电路当然是隔离的。 变压器的初级电感量是 202uH，参与耦合的却只有 200uH，那么有 2uH 是漏感。次级是50uH，没有漏感。变压器的电感比是 200：50，那么意味着变压器的匝比 NP/NS=2：1 设定瞬态扫描，时间 10ms，步长 10ns，看看稳态时的波形吧
