1、单级功率因数校正（PFC)变压器的设计摘要：介绍了一种单级功率因数校正（PFC）变换器，重点讨论了变换器的主要设计。1 引言为了减少对交流电网的谐波污染，国际上推出了一些限制电流谐波的标准，如IEC 1000- 3-2，它要求开关电源必须采取措施降低电流谐波含量。为了使输入电流谐波满足要求，必须加入功率因数校正（PFC）。目前应用得最广泛的是 PFC 级DC/DC 级的两级方案，它们有各自的开关器件和控制电路。这种方案能够获得很好的性能，但它的缺点是电路复杂，成本高。在单级功率因数校正变换器1中，PFC 级和 DC/DC 级共用一个开关管和一套控制电路，在获得稳定输出的同时实现功率因数校正。这
2、种方案具有电路简单、成本低的优点，适用于小功率场合。本文介绍了一种单级 PFC 变换器的基本原理及其设计过程。2 单级 PFC 变换器单级 PFC 变换器的原理图如图 1 所示，是一种基于脉宽调制（PWM）的变换器。变换器的 PFC 级采用 Boost 电感电路，而 DC/DC 级采用双管单端正激电路结构。PWM 集成芯片采用了 UC3842，是一种电流型控制的专用芯片，具有电压调整率高、外围元器件少、工作频率高、启动电流小的特点。其输出驱动信号通过隔直电容，连接在驱动变压器原边。驱动变压器采用副边双绕组结构，得到两路同相隔离的驱动信号，从而实现了 DC/DC 级的双管驱动。变换器的过流保护由
3、电阻 R9 检测到开关管的过流信号，封锁 UC3842 的输出信号，实现过流保护。电压负反馈控制由电阻 R12 和 R13 获得输出电压信号。变换器的工作原理简述如下：当变换器接通电源时，输入交流电压整流后的直流电压经电阻 R17 降压后，给 UC3842 提供启动电压。进入正常工作后，二次绕组 N3 提供 UC3842 的工作电压（12 V）；绕组 N2 的高频电压经整流滤波，由TL431 获得偏差信号，经光耦隔离后反馈到 UC3842，去控制开关管的导通与截止，实现稳压的目的。在一个开关周期 Ts 内，控制 Boost 电感工作在不连续导电模式（DCM）下，使得输入电流波形自然跟随输入电压
4、波形，从而实现了功率因数校正。3 变换器的设计3.1 EMI 滤波器的设计EMI 滤波器能有效地抑制电网噪声，提高电子仪器、计算机和测控系统的抗干扰能力及可靠性2。单级 PFC 变换器的 PFC 级工作在不连续导电模式下，其输入电流波形为脉动三角波，因此其前端需添加 EMI 滤波器以滤除高频纹波。EMI 滤波器电路如图 1 所示，包括共模扼流圈（亦称共模电感）和滤波电容。共模电感主要用来滤除共模干扰，其电感量与 EMI 滤波器的额定电流有关。本文中的单级 PFC 变换器的额定电流为 1 A，取共模电感值为 15 mH。滤波电容C11 和 C13 主要滤除串模干扰，容量大致为 0.01 F0.4
5、7 F。C14 和 C15跨接在输入端，并将电容器的中点接地，能有效抑制共模干扰，容量范围是2200 pF0.1 F。3.2 功率器件的选取变换器的开关器件一般均选用功率场效应管（MOSFET），依据输入最高电压时输出最大电流的要求来确定其电压与电流等级，并预留有 1.52 倍的电压和23 倍的电流裕量。在单管变换器中，开关器件的电压 UCEO 通常可按经验公式选取式中：Udmax 为漏源极的最大电压；D 为占空比。开关器件的电流按高频变压器一次绕组的最大电流来确定。本文中，由于采用双管电路结构，每个开关管所承受的电压为 UCEO 的一半，故选用耐压 500 V、电流 8 A 的 IRF840
6、。变换器中 PFC 级的二极管选用了超快速恢复二极管，而DC/DC 级整流输出端选用肖特基整流二极管，以减小二极管的压降。3.3 变换器电感的设计在单级 PFC 变换器中，为了实现功率因数校正，通常控制 PFC 级的 Boost 电感工作在不连续导电模式；而为了提高变换器的率，DC/DC 级一般采用连续导电模式，在一个开关周期内，通过 L1 和 L2 的电流如图 2 所示。为了使 Boost 电感工作于 DCM，则有式中：RL 为变换器的负载电阻；L1 为 Boost 电感值；Ts 为变换器的开关周期；D 为占空比； 为变换器的效率；UC1 为中间储能电容上的电压；Uo 为输出电压。为了使得
7、DC/DC 级工作在连续导电模式下，则有式中：L2 为 DC/DC 级的储能电感值。在本文中，要求 Ts=8.33 s，D=0.2， Uo=16 V，RL=2.133 ，UC1=380 V。故选取 L1=100 H，L2=20H。功率因数校正的实验结果如图 3 所示。图中，第一条波形是交流输入电压经整流桥后的电压波形，第二条波形是流经 Boost 电感 L1 的电流波形，近似于正弦波。实验得到的功率因数为 0.97。3.4 高频变压器的设计高频变压器是变换器的核心元件，它的性能好坏不仅影响其本身的发热和效率，而且还会影响到变换器的技术性能和可靠性。1） 磁芯的选用本文的负载设计为 Uo=16V
8、，Io=7.5A，由高频变压器的二次绕组 N2 绕组提供。而绕组 N3 提供 UC3842 的工作电源，其输出功率很小，可忽略。由设定条件可知，高频变压器的输出功率为给出的输出功率与磁芯尺寸的关系，选用了 PQ3230 磁芯，其有效截面积为167mm2。2） 绕组匝数的确定变压器初级绕组电压幅值 UP1 为式中：UC1 是变压器输入直流电压(等于中间储能电容上的电压)；U1 是变压器初级绕组的电阻压降与开关管的导通压降之和，在实际计算中可以忽略。变压器二次绕组 N2 的电压幅值 UP2式中：U2 是变压器二次绕组的电阻压降与整流管的压降之和。初级绕组匝数 N1 为式中：f 是开关频率（120 kHz）；Bm 是磁通增量，此处取 Bm=0.15T。二次绕组 N3 提供 UC3842 的 12V 工作电压，其匝数由下式得到式中：UP3 为二次绕组 N3 的电压幅值。4 结语应用脉宽调制集成控制芯片 UC3842 构成的单级 PFC 变换器，具有电路结构简单、成本低等优点。不仅获得稳定的输出，而且实现了功率因数校正。
