TD-SCDMA直放站ALC控制方案研究.doc

1、TD-SCDMA直放站 ALC控制方案研究http:/tech.QQ.com 2007 年 10月 18日 15:31 腾讯科技 唐洁 郭见兵 黄涛 王峰 (武汉 虹信通信技术有限责任公司) 摘要：ALC 是保障直放站在网络中正常工作的一项关键技术，本文首先论述了传统的 ALC控制思想，根据 TD-SCDMA制式特殊的信号格式分析了现有 ALC方案在控制 TD-SCDMA这种突发信号时的局限性，提出了一种基于软件实现的分时隙 ALC控制方案，不仅对突发信号控制及时，且完全不影响通话质量。 关键词：自动电平控制、TD-SCDMA、误差矢量幅度 Research About ALC Scheme

2、of TD-SCDMA Repeater Abstract: This paper introduce the elements of conventional ALC circuit at first, which is one of the key technology of repeater .Owing to the TD-SCDMA frame is a burst signal, which has a special frame format, it is too difficult for current ALC scheme to control it well. So, t

3、here is an scheme that can control the signal power in every time-solt by software, its not only control the burst signal in good time, but also has no influence with quality of communication. Key word: ALC、TD-SCDMA、EVM 1引言 TD-SCDMA（Time Division Synchronous Code Division Multiple Access 时分同步码分多址）技术

4、是我国获得国际电联批准的第一个第三代移动通信系统标准，该标准能满足日益增长的无线通信高速多媒体业务和可在世界范围移动的需求，采用了智能天线、联合检测、软件无线电和接力切换等新技术，它必然成为我国部署 3G网络的主角。在 TD-SCDMA系统中直放站是不可或缺的一部分。直放站的应用不仅可以增加网络覆盖，使施主基站的覆盖得到延伸，也能增加空闲基站的话务负荷，或是分摊繁忙基站的话务量，还可以起到优化网络的作用等，同时也是解决室内覆盖的重要设备。 本文所讨论的 ALC(Automatic level control自动电平控制)是直放站系统中极为重要的一环，它是指当放大器输出信号电平到达 ALC设定值

5、时，增加输入信号电平，放大器对输出信号电平的控制能力。对于直放站来说，ALC 技术所实现的功能就是一方面控制输出电平保证功放器件不会工作在过功率状态下,另一方面控制直放站的输出功率在覆盖允许范围内，既能够满足网络规划时的覆盖距离要求，又不会产生过强的输出信号对相邻基站造成干扰。 2ALC 控制方案研究 2.1 ALC的控制原理 要做到在输出信号到达设定值时，增加输入信号电平，而输出信号电平基本保持不变，也就是使放大电路的增益自动地随信号强度而调整,使系统的输出电平保持在一定范围内,因此称为自动电平控制。一般的 ALC电路可以分成增益受控放大电路和控制电压形成电路两部分。其工作原理示意图如下：

6、图 1 ALC电路工作原理图 增益受控放大电路位于正向放大通路，其增益随控制电压而改变。控制电压形成电路的基本部件是检波器和低通平滑滤波器，有时也包含门电路和直流放大器等部件。放大电路的输出信号 Uo 经检波并经滤波器滤除低频调制分量和噪声后，与设定的最大输出功率进行比较，产生用以控制增益受控放大器的电压 Uc 。当输入信号 Ui增大时，Uo 和 Uc亦随之增大 。而作为一个负反馈网络， Uc 增大使放大电路的增益下降，从而使输出信号的变化量显著小于输入信号的变化量，达到自动增益控制的目的。也就是说，ALC 电路的主要工作原理是用反应信号幅度变化趋势的直流缓变电压去控制压控衰减器，以达到控制输

7、出电平的目的。 2.2 TD-SCDMA信号的特点 图 2 TD-SCDMA信号结构 TD-SCDMA信号的结构如上图所示。其帧结构将 10ms的无线帧分成两个 5ms的子帧，每个子帧中有 7个常规时隙和 3个特殊时隙。三个特殊时隙分别为下行导频时隙 DwPTS、主保护时隙 GP和上行导频时隙 UpPTS。在 7个常规时隙中 TS0总是分配给下行链路，而 TS1总是分配给上行链路。通过灵活配置上下行时隙的个数，使 TD-SCDMA适用于上下行对称及非对称业务模式。上行时隙和下行时隙之间由转换点分开。在TD-SCDMA系统中，每个 5ms的子帧有两个转换点：第一个转换点是从下行链路转到上行链路，

8、位置在 DwPTS和 UpPTS之间的 GP；第二个转换点是从上行链路转到下行链路，位置在每个子帧中最后一个上行时隙和第二个下行时隙之间，TS0 是第一个下行时隙。其中，第一个转换点相对于每个子帧的开始时间是固定的；第二个转换点随着分配给上下行的时隙数不同而变化。 由于 TD-SCDMA综合使用了时分、频分、码分和空分多种复用技术，也就是说，在每个频点的每个常规时隙都可同时承载多个用户，这些用户按照不同的扩频码来区分,在智能天线技术更加成熟之后甚至可以同扩频码根据空间区分。而系统根据一定的 DCA算法动态的将信道分配给用户,在某个时隙中的多个用户距离基站的距离会有不同,移动的速度也会不同并且具

9、有不同的信道衰落特性。实际上，在一个子帧中,不同的时隙会有不同的码道占用情况,造成各时隙功率的差异，而多个连续子帧的同一常规时隙的功率也都是不同的。 2.3 ALC控制方案分析 由 TD-SCDMA的信号子帧格式可以发现，这是一种高峰均比的突发脉冲信号，而并非连续信号，这就对普通放大器的自动电平控制带来一定的困难，当信号出现的时候由于自动电平控制不能立即做出响应，而自动电平控制开始响应后造成突发信号已经失真，没有真正起到自动电平控制的作用。并且由于每个用户在一个子帧中都只能分配到一个时隙，那么传统的电平控制就存在这样一个问题：在进行电平控制的时候是对于整个链路的衰减，所以当某个时隙功率过大后，

10、会将整个链路进行衰减，这必然使其他没有过功率的时隙的功率也跟着降低，那么必然影响其它时隙用户通话。因此，我们提出一种分时隙 ALC的方案。 2.3.1 硬件分时隙 ALC根据 ALC的控制原理和 TD-SCDMA子帧的特点，直接的解决方案是通过减小 ALC回路中 RC滤波器的时间常数以提高反应速度，使 ALC电路在每个时隙的突发时刻都进行一次增益控制，但同时带来的问题就是当 RC的时间常数较小时，高峰均比的 TD突发信号就会通过 RC低通滤波器频繁控制压控衰减器动作，使时隙内链路增益波动，造成 EVM指标恶化。 EVM （Error Vector Magnitude 误差矢量幅度）定义为误差矢

11、量功率与参考信号矢量功率的均方比，以百分数形式表示，测试的时间为一个时隙，它所表征的是测量信号同参考信号的误差矢量，用于衡量总体调制质量，反应信号的损伤程度。经过实验，不同时间常数的 EVM恶化情况可见下表（转换点在 TS3和 TS4之间）： 由于实验所用 ATT（attenuator 衰减器）电路不能对 TD突发信号有效的控制（即达到输入增加 1dB，输出增加在 0.2dB内），因而我们用加在压控 ATT上的控制电压的有效值来区别衰减量的大小，0.68V约对应起控 3dB；0.80V 约对应起控 5dB。 可以发现： ALC起控衰减越大，EVM 恶化越严重； 起控回路滤波器的时间常数越小，E

12、VM 恶化越严重； 突发信号的前沿（TS4）比突发信号的后沿（TS0），EVM 恶化严重； 同样的时隙，码道数少时 EVM受 ALC电路动作影响大。 由此可知，TD-SCDMA 信号的突发特性和高峰均比用传统的 ALC硬件电路是难以实现分时隙电平控制的：时间常数大则无法对突发信号前沿进行控制，且易导致此时放大器工作于过功率等非线性状态，造成放大器损坏；时间常数小则使得整个回路在一个子帧内频繁动作，造成各时隙信号削波，EVM 指标恶化。 因此我们提出软件分时隙上下行 ALC的实现方案。 2.3.2 软件分时隙 ALC 此方案的主要思想是当直放站和基站建立同步以后，使用高速 AD芯片对每个时隙功率

13、进行采集，多帧对应时隙累加取平均并将结果存入对应各时隙输出功率寄存器中，再根据所设置的 ALC值、当前各时隙输出功率以及第二转换点，计算出各时隙的衰减值存入寄存器，然后根据系统同步计数器值分别在不同时隙命令按照衰减值寄存器中的值执行衰减。 此方案的优点在于使用软件定时控制，软件可以控制衰减链路在各时隙的保护间隔动作，起控后不会造成信号失真，因而也不会造成 EVM的指标恶化；可以对各时隙分开控制，某时隙过功率后，只对这个时隙进行控制，而不会影响其它时隙功率，经过验证，即使在深度起控 10dB情况下，直放站输出信号各个时隙的射频指标都不会受到影响；并且控制灵活，只需要软件设置 ALC值即可，不需要

14、调节电位器来改变 ALC值。 3. 小结 采用软件分时隙 ALC对 TD-SCDMA信号进行功率控制轻易避免了传统的硬件 ALC电路所无法克服的控制电压直流缓变特性与 TD-SCDMA突发信号的矛盾，并且对不同的时隙有不同的衰减值，不仅保障本时隙射频指标正常，对其它时隙也没有影响，软件控制衰减器在时隙保护间隔动作，保证不会损伤信号，且控制灵活，调测时易于修改，极好的解决了由于 TD-SCDMA信号格式特殊性所引起的功率控制问题。但软件控制毕竟需要一定的检测计算时间，起控速度比硬件电路稍慢，可能造成短时间的过功率时不能正常起控。因此，如何以更低的检测时间得到更高的检测准确度是软件分时隙 ALC需

15、要不断改进的方向。信号源的 ACL环路设计引 言 自动电平控制(auto Level control，ALC)的作用是当输入电平在较大范围内变化时，输出电平恒定不变，即当输入信号功率很不稳定或者有较大变化时，经过 ALC 环路稳幅后，输出信号的功率值都会稳定在一个相对恒定的幅度值上。为保证整机输出功率稳定，在射频放大器电路中设置 ALC 环路电路尤为必要。本文设计的这款电路主要用于信号源后端输出，可满足带宽为 0.251 000MHz 的射频信号稳幅输出要求，同时具有 20 dB 动态范围、最大输出功率满足+13 dBm1.5 dB 的功能。当前很多 ALC 环路电路设计都很复杂、电路庞大、设

16、计成本高，而本文介绍的这款 ALC 稳幅环路，在满足指标要求的前提下，尽量使设计简洁，电路简化，具有很高的性价比。1 基本原理ALC 环路框图如图 1 所示。ALC 稳幅环路由调制器、RF 放大电路、功分电路、检波电路、求和运放电路、参考预置电路等几部份组成，它们构成负反馈环路。RF 射频信号输入到调制器，经 RF 射频放大电路放大，为保证稳幅功率值，最大功率要大于稳幅功率值，并有一定余量，RF 射频放大电路采用两级功率放大的方式对信号进行放大；RF 射频信号经 RF 射频放大电路放大后，定向耦合器按比例耦合出部分功率，经检波器后产生一个检波电压，与预置参考电压进行求和积分运算，求和电路输出电

17、压反馈控制电调衰减器，组成负反馈环路，使微波信号功率恒定输出。设定一个参考预置电压，经求和运放电路后，形成一个负反馈电压，负反馈电压控制调制器衰减量。RF 信号经调制器衰减后，部分功率按比例功分到检波电路，经检波器后产生一个检波电压，与预置电压求和。当检波电压大于预置电压时，即RF 功率大于预置功率，经求和电路后，负反馈电压变小，调制器衰减量变大，RF 功率变小，直至求和电路平衡，RF 功率稳定；当检波电压小于预置电压时，即 RF 功率小于预置功率，经求和电路后，反馈电压变大，调制器衰减量变小，RF 功率变大，直至求和电路平衡，RF 功率稳定。利用求和积分电路平衡性，组成负反馈 ALC 环路，

18、可使输出 RF 信号保持恒定。为保证整机输出功率稳定不变，ALC 取样电路应设置在整机输出端。为充分利用各级放大器晶体管的使用效率，不致因输入信号的变化或其他因素引起放大器的增益变化而使放大器进入非线性状态，在保证整机噪声系数的前提下，要求把受控电路置于输入端，使增益环路加大，控制灵敏度提高。由于从取样到受控电路进入控制状态需要一定时间，虽然时间较短，但当输入信号或放大器的增益发生变化时，也会使放大器进入非线性状态，尤其对末级放大器的影响最为严重。末级放大器所选用大功率晶体管的线性输出功率都不太富裕，只能满足额定输出功率下的线性要求，在输入信号变化较大的情况下，还有可能击穿大功率晶体管的基射结

19、。因此，在设计整机的自动电平控制电路时，不仅要考虑到输入信号的影响，而且还要考虑通道增益的变化。2 关键电路设计2.1 调制器设计2.1.1 调制器的工作原理PIN 二极管是常用的调制器元件，当 PIN 二极管处于正向导通状态时，电子从 N 层注入到 I层，空穴从 P 层注入到 I 层。由于 I 层中存在复合现象，扩散至 I 层的载流子浓度随进入 I层的深度而降低。随正向偏压的增加，I 层中空穴和电子浓度不断提高，逐渐趋于大致相等的状态，这时 I 层的电阻率大为下降，呈现一个小电阻，改变正向偏流可改变其电阻值。PIN 二级管的电阻 Rf 与正向电流 I 的关系可用下面经验公式计算，得：式中：I

20、 为正向电流(mA)；Ka 为比例系数，与 I 层电阻率和总面积有关，一般在 2050 之间。当电流 I 在 0几 mA 内变化时，Rf 在几 10 k范围内变化。正向偏置时，用作衰减器的 PIN 二极管 I 区很薄，I 区的电导可用直流偏流来改变，使该器件成为一个随偏流而变化的线性电阻。当外加反向偏压后，外加电场与内建电场一致，总的电场加强，空间电荷变宽。当外加电压足够高时，整个 I 层被耗尽，呈穿通状态，此时二极管等效为一个小电容，阻抗很高，可视为开路。调制器利用 PIN 二极管的电阻变化范围较宽，有一定的线性区域，在理想情况下，斜率为一常数，对射频信号的衰减量进行线性控制。要实现自动电平

21、控制，必须利用这一特性使PIN 二极管工作在其线性段，随控制电压的不同而调节 RF 射频信号的衰减量，实现最终输出功率的恒定。2.1.2 调制器电路设计由于 RF 射频信号频率覆盖很宽(0.251 000MHz)，这就要求带宽较宽的调制器，本文选择Agilent 公司的器件 HSMP3832(PIN 二极管)作为调制器，它可在 DC 到 4GHz 频率范围内具有良好的线性衰减特性。ALC 环路调制器电路如图 2 所示。由于 HSMP3832 单片有 8 dB 线性衰减动态范围，本文采用多管串连模式，通过 4 个管芯串连，整体可达到 30 dB 线性衰减的动态范围，这样就可以满足 ALC 环路

22、20 dB 稳幅范围的要求。2.2 放大电路设计RF 射频放大电路是本文设计的重点，它的性能好坏对该系统至关重要。由于输入信号频率从 250 kHz 到 1 GHz，频带很宽，这就要求放大器具有很好的带宽；而考虑到其他部分的插入损耗及 PIN 管的衰减，在输入 RF 射频信号功率为+0 dBm1.5 dB 时，功率放大增益至少为 18 dB 才能保证输出信号为+13 dBm，单级放大已经无法满足。本文选用两级功率放大方式：前级放大器为低噪声放大器，选择 PHILIPS 公司的 BFQ34；后级为中功率放大器，选择了 PHILIPS 公司的 LTE21009R。2.2.1 前级放大电路设计ALC

23、 环路前级放大器电路如图 3 所示，BFQ34 是一款高性能的放大器芯片，工作频率从DC 到 4 GHz，典型增益为 16.3 dB，压缩点 P1dB 为 26 dBm。GUM 是放大器最大增益，如下所示：2.2.2 后级放大电路设计后级放大电路选用 HILIPS 公司的 LTE21009R，LTE21009 也是一款高性能的放大器芯片，工作频率从 DC 到 4.2 GHz，典型增益大于 10 dB，压缩点 P1dB 为 28 dBm,，ALC 环路后级放大电路如图 4 所示， RF 信号经 C3 交流耦合输入，C3、C5 为隔直电容；C4 为交流负反馈电容，为了得到较大功率，使 LTE210

24、09 工作在最大功放状态，C4 选择了较大容值；L1 为隔交流电感，因为这里频段较宽，就要求 L1 不仅有较好的低频响应，还要有很好的高频响应，如果没有单个宽频段频响电感，可选用低频电感和高频电感串连方式替代。2.2.3 放大电路功率分配RF 射频信号通过调制器后，信号插损 3 dB 左右，考虑到功分器损耗及电路损耗，RF 射频放大电路要求不低于 18 dB 增益。两级放大电路功率增益分别是：前级放大器增益优于 8 dB，根据实际设计效果，BFQ34 足够满足这一指标；后级放大器增益优于 10 dB， LTE21009 也可足够满足这一指标。因为还要考虑噪声影响，这里 BFQ34 增益并不要调

25、到最大增益，在满足整体功率要求同时，尽量减少噪声影响。这 2 种放大器都是功率放大器件，需要良好散热，否则会使器件因为过热而损坏。2.3 功分检波电路设计功分检波电路一般会选择微波集成模块完成，而微波集成模块一般低端只能到 10 MHz，不能覆盖到 252 kHz 的频率，而且模块体积较大，会占用很大空间，在这里本文设计了一种简单实用的功分检波电路。如图 5 所示，采用电阻功分方式按比例功分一部分 RF 射频功率输出到检波器，这种功分方式对 RF 信号输出功率影响相对较小，经过功分器后，信号插损小于 2 dB。因为 RF 射频信号带宽较宽(0.251 000 MHz)，检波器也要满足这一要求，

26、检波器选择选择 Agilent 公司的器件 HSMP2815。HSMP2815 是内部带温度补偿的肖特基二极管 RF 检波器，输入功率从-30 dBm 至+15 dBm，检波频率从 100 kHz 到 4 GHz。利用肖特基二极管和外部电容来对 RF 输入电压进行峰植检波，检波电压输出用于后端求和电路。3 实际电路设计效果本设计主要是针对信号源实现功率稳定输出一款电路，针对 RF 射频信号满足以下指标要求：(1)频率范围为 0.251 000 MHz；(2)稳幅输出动态范围为-7+13 dBm；(3) 功率准确度为1.5 dBm；(4)最大稳幅功率为+13dBm 。测试结果如表 1 和表 2

27、所示。4 结 论本文的 ALC 环路具有宽频响(0.251 000 MHz)、宽动态范围(20 dB 动态范围)、高功率(最大输出功率可达到+13 dBm)、低噪声、性能稳定等优点，是一种理想的稳幅环路。1、用途及特点 在无线通信系统，高功放（HPA）是发信电路重要组成部份。通常，它由多级放大器构成，其输出端是发射链路最高电平点，它经双工器与发射天线连接。 HPA在发信电路部位如图 1所示。高功放主要作用，是在发射频率上，将低电平信号放大到远距离传输所要求的高功率电平。 因频段、传输距离、天线增益、信号调制方式等因素，不同发射机 HPA输出功率差异甚大。在常用微波频段（800MHz28GHz）

28、可从几十瓦到几十毫瓦不等。 高功放电路特点： （1） 在大容量（或多载波）数字通信系统，设计 HPA电路尤其是末级电路，常发生大功率输出与线性要求之间矛盾。经常采用三种解决办法 * 采用平衡放大电路，其合成输出功率较单管增加一倍且保持单管线性。在常用微波频段经常用下图所示正交混合电路（或 3dB桥）实现功率合成。 * 采用预失真补偿电路，设计一个预失真网络使它产生的三阶互调与 HPA三阶互调在输出合路器中相互抵消。构成方式如下图所示， 予失真补偿电路设计复杂、带宽窄，使用不普遍。 *在 HPA前级设置自动电平控制（ALC）电路，通过末级输出耦合检波直流，控制 PIN衰耗，保持输出功率恒定。防止

29、因前级输入电平过高因饱和失真。该方法只能予防失真而不能改善失真， （注： ALC 与大容量长距离数字微波采用的 ATPC不同，前者是以保持发射机输出功率恒定，防止失真为目的，采用的是开环控制方式。而自动发射功率控制（ATPC）是发射机功率受控于对端接收电平，当电波传播发生深度平衰落时，提高发射功率，最大可达到额定功率。在正常传输时间里使发射功率小于额定功率 10dB。采用的是闭环控制方式。是以减轻干扰、抗平衰落为目的。） （2） HPA 采用的大功率器件都呈现极低的输入、输出阻抗，其阻抗实部绝对值很小，都在 13欧姆左右，而容抗和引线电感很大。对这样的大功率器件进行输入、输出和级间匹配非常困难

30、。因单片微波集成电路（MMIC）技术的发展，许多厂家已制造出输入输出内匹配的大功率器件，大大地缓解设计难度。 （3）HPA 输出级必须要考虑空载保护。若与输出负载间发生严重失配（如，连接天线馈线开路或短路）末级与输出负载电路之间将产生大驻波电压，驻波峰值电压一旦落在器件漏极，它与供电电压迭加将使器件击穿。 在微波频段常采取二种保护方法，在 4GHz以上频段借助于输出隔离器中的反向吸收负载 R吸收反射波，它如下图所示， 在低频段常用定向耦合器（Diectional coupler）检测反射波，超出定值时自动切断功放电源并发出告警。工作示意图如下 设计工程师可根据工作频率、电路结构选取分布参数或集

31、中参数定向耦合器。 （注：定向耦合器是互易器件，当信号从原规定的“IN”口输入改为“OUT”口输入时，其耦合口“COUP”和隔离口“ISO”也将互换。定向耦合器常用二个参数表征如下： 耦合量 CdB = 10log(Pco/Pin) 方向性 DdB = 10log(Pco/Pis) 其中 Pin , Pco , Pio 分别为入口输入功率、耦合口及隔离口输出功率。） （4）目前在 HPA电路常用高频大功率砷化镓场效应晶体管（GaAsFET）或者用其管芯制作的 MMIC“放大块”，开关机时，如栅偏压稍迟后于漏压或无栅压时即会损坏。因而偏置电路要有保护措施，下图为保护措施之一。 根据所用器件，高功

32、放大致可分成三种类型： * 硅双极晶体管（Si Bipolar Transistor）功率放大器。在大功率放大时，单管增益及效率低，带宽窄，线性及反向隔离差，它通常用于 3GHz以下频段，其优点是便宜和不需负偏压。但目前已逐渐被场效应晶体管功放所代替。 * 砷化镓场效应晶体管（GaAs Field-Effect Transistor）功率放大器。它包括由砷化镓场效应晶体管管芯制成的内匹配单片微波集成电路（MMIC）。这类器件工作频率及效率高，线性及反向隔离性能都优于硅双极晶体管，目前商用化器件最高工作频率可达 40GHz,实验室可达 80GHz。尤其内匹配 MMIC集成功放块带宽宽、稳定得到普

33、遍应用。需要负偏置及偏置保护电路是缺点。 *砷化镓异结质双极晶体管（GaAs Heterojunction Bipolar Transistor）功率放大器。这种器件特别适宜功放应用，它有砷化镓场效应晶体管一样好的性能（特别在线性和高耐压性能上更好些），同时它又克服了需要负偏置及偏置保护电路的缺点。它发展历史较短（走出实验室仅十年）在大功率应用可靠性上人们还不放心。2、电路构成及工作原理 高功放只是发信设备的一个组成部分，它的构成和功能完全取决于整个设备性能的要求。不同用途的发信设备其具体电路构成和实现的功能会有差别。例如下面给出的 7GHz微波发射机功放电路其输入为恒定电平，该电路不带 AL

34、C功能。 功能框图及主要电路组成如图 2所示。 图 2 给出 7GHz 发射机功放框图和主要电路。 该电路由五级放大组成，前四级为单管串联放大，末级为平衡功率放大。按各级功能和所处位置也可称作低噪声放大级、驱动级、末前级、末级。整个放大器采用二种封装工艺砷化镓场效应器件，前三级放大用分立元件场效应晶体管，后二级用单片微波集成电路 MMIC，并采用带保护电路的双极性偏置电压（具体电路省略）。该电路总增益 40dB,线性输出 2瓦（33dBm）。 各部分作用： 低噪声放大级- 众所周知，变频式发射机输出噪声主要成分是调相噪声，其主要来源是发射振荡器产生的相位噪声。所以在发射机指标中都要规定振荡器相

35、噪，而对这类发射机中的 HPA 热噪声要求不高，通常 HPA噪声系数在 6 8dB时都可满足要求。在直放式发射机中，尽管输出噪声主要成分是热噪声，因直放机收信输入端都有精心设计的高增益低噪声放大器（LNA），它有足够高的增益和极小噪声系数，从而减轻了对 HPA低噪声要求。 相对于接收机低噪声放大级而言，在 HPA中提出低噪声放大概念似乎不恰当，但它毕竟是多级级联放大器输入级，是 HPA本身热噪声的主要来源，相对 HPA其他级而言，对 HPA前级要提出低噪声高增益要求。 驱动级- 采用平衡式末级输出方案时，末前级输出功率与末级单管输出功率几乎相近，它为末前级提供足够地输入激励功率。驱动级通常采用

36、中功率输出器件。 末前级- 末前级功放主要作用是补偿末级输入正交耦合器分路损耗（3dB），并为二只并联末级功放管提供输入功率。 末级- 如图 2所示，它采用二只相同特性的 MMIC功率放大块和二只相同特性的正交耦合器组成平衡功率放大器。为取得良好性能，上、下二支路应当在工作频段保持幅度、相位特性相同。这样结构的输出功放有三个特点， * 较单管线性最大输出功率提高 3dB。 * 如下图所示，利用输入端正交耦合器相位正交特性，使上、下二支路放大管入端反射波在正交耦合器入口抵消，有效地改善了末级与末前级之间匹配。 那么，它从输出端口 2和 4反射到端口 1的合成反射波为Vref= (Vrsm/2)

37、S11 e (-it+i+180) + (Vrsm/2) S11 e (-it+i)=0 ， 即表明，当正交耦合器输出端口 2和 4接相同负载时，返回到端口 1的合成反射波抵消。实际电路不会理想对称，合成反射波不会完全抵消，然而却能显著地改善末级与末前级之间匹配。 * 当某一 MMIC放大块损坏时，另一放大块仍可正常工作（仅功率较原先降低 6dB）。 隔离器- 该器件输入、输出阻抗在很宽频带内等于特性阻抗，并且正向传输损耗很小（通常 0.5dB以下）而反向传输损耗很大（通常 25dB以上），即有单向传输特性。它常用在多级高增益放大器的输入、输出、级间电路吸收反射波改善匹配，使带内正向传输特性（

38、如幅频特性、时延特性）更平坦，同时它又在很宽频带内产生反向损耗，减小后级对前级耦合，从而有效防止带内、带外自激。其中末级输出隔离器还肩负输出负载开路保护作用。 末级耦合输出-用于输出功率监测。 3、高功放电气特性 这里讨论的高功放，它是具体发射机的一部分，对电气指标要求以及指标项目规定完全取决于正机指标的规定和分配，它与商用说明书供用户选用参考的通用放大器所规定的指标和项目有所不同。 1） 工作频段-是指放大器满足或优于所规定的电气性能时，实际所要求的工作频率范围。（注：放大器是宽带部件，其 3dB带宽较“工作频段”宽得多。） 2） 额定输出功率-在规定的输入电平和满足传输线性条件下，在规定的

39、负载上所要求的输出功率值。为满足工作温度变化，通常以常温值为标准规定上、下限，如 P+0dB-2dB 。输出功率是绝对值，单位用 W,mw,dBm,dBw表示。（注：在测试发射机额定输出功率指标时，必须在调制状态下用功率计测试，而高功放应在工作载波状态下用频谱仪测试。） 3） 增益-放大信号输出与输入功率之比，它是相对量，通常用 dB表示。通常在中心频率额定输出电平下测量。 4） 幅频特性（或带内波动）-它定义为放大信号输出幅度随频率的变化量。它用工作频率范围内最大输出幅度与最小幅度（用 dB单位）差值表示。该差值即是用 dB 表示的放大器输出幅度随频率变化的峰-峰值。例如，要求带内波动小于等

40、于 0.3dB时，可表示为 Ap-p0.3dB。应指出，该指标不计入幅度随温度的变化量。当放大器件确定后，放大器幅频特性主要决定因素是 输入、输出、级间匹配特性。该参数利用矢量网络分析仪测量。 5） 传输（相对）时延（或传输相位特性）-它定义为放大信号通过放大器所需要的传输时间随频率的变化量。它用工作频率范围内最大传输时间与最小传输时间（用 ns,s 单位）差值表示。该差值即表示放大器传输（相对）时延峰-峰值。例如，要求带内(相对)时延小于等于 3ns时，可表示为 p-p3ns。应指出，该指标不计入时延随温度的变化量。当放大器件确定后，时延主要决定输入、输出、级间电路匹配及电抗特性。 fhfl

41、 min max该参数利用矢量网络分析仪测量。 6） 噪声系数-定义输入信噪比与输出信噪比的比值， Nf =(Si/Ni)/ (So/No) Nf dB=10log(Nf) (注-噪声系数另种表示方法（它在卫星通信中常用），用噪声温度表示 Tn,单位 kelvin, 二者关系：Nf dB=10log(Tn/290+1) 。) 7） 杂散发射（Spurious emissions）-尚未见到通用定义，具体定义及测试方法必须参照相应的技术标准。 例如，在英国邮电部（MPT1407）标准中，数字微波发射机杂散定义为：必要带宽以外频率发射（并且不包括由调制过程产生的必要带宽以外频率的发射），必要带宽定

42、义为二倍的传输符号率。同时指明必须在载波状态下测量。 尽管各系统杂散发射定义有所差异，但下述概念一致 *杂散发射包括谐波发射、寄生（自激）发射、互调产物、变频产物， *杂散发射值用规定的参考带宽内平均功率表示， *用频谱仪测量。 功放是发射机一个部件，功放杂散发射测量频率范围及指标规定应由具体发射机分配而定。功放杂散产物主要是寄生发射，建议在加载波和不加载波二种状态下测量。互调失真-在工作频带二个或以上单音信号通过功放后，因放大器非线性在其输出端产生谐波及组合频率产物，用它衡量放大器线性。 通常用二个单音在额定输出电平测量。双音互调失真谱如下图，通常二阶和三阶产物是主要成分且距工作频带最近。

43、仅为了衡量通带内放大器线性且带宽小于一个倍频程时，经常将三阶互调和互调失真等同，并只测三阶互调。当测一个系统的互调衰减时应根据所规定的测量频率范围对所有的互调产物测量。 p-p=3ns用二个单音测量三阶互调时，可用二种方法表示互调失真， 用绝对电平 Pim3 (dBm) 用相对电平 (IM3)dB=10log(P im3/P) (dBc) 假如知道输入信号功率 Pin和放大器输出三阶截断点 OIP3及增益 G，可求出 三阶互调绝对电平 Pim3=3（Pin+G）- 2OIP3 (dBm) 三阶互调相对电平 ( IM3)dB=-2OIP3-（Pin+G） (dBc) 应指出，上述公式是近似公式，

44、仅用于选取放大器时参考。如果仅知道放大器 1dB增益压缩点 P1dB，可近似估算 OIP310+ P1dB 。 多级放大器互调失真计算： 其中(IM3)1 ,(IM3)n 为用功率比值表示的每级互调失真，(IM3)TOT 为总互调失真。当每级互调电压相位彼此无关时，用功率比值表示的总互调失真与每级关系 (IM3)TOT=(IM3)1+(IM3)2+(IM3)N 当每级互调电压相位同相时，用功率比值表示的总互调失真与每级关系 (IM3)TOT1/2=(IM3)11/2+(IM3)21/2+(IM3)N1/2 举例，三级放大器要求总互调失真 (IM3)TOTdB=-52dBc,分配给第一级互调量占

45、总互调 10% ,第二级占总互调 20% ，末级占总互调 70% 。用二种方法计算每级互调失真。 当认为每级互调电压相位彼此无关时，用前一公式得到 (IM3)1dB=-62.00dBc, (IM3)2dB=-58.99dBc, (IM3)1dB=-53.55dBc, 当认为每级互调电压相位同相时，用后一公式得到 (IM3)1dB=-72.00dBc, (IM3)2dB=-65.99dBc, (IM3)1dB=-55.10dBc 。 输入和输出驻波比 VSWR-放大器的 VSWR是放大器的实际阻抗离开所规定的阻抗 Z0的量度，它可以由反射系数导出 =(Z- Z0)/ (Z+ Z0) VSWR=(

46、1+)/ (1-) ,它的另种表示方法是反射（回波）损耗 dB =20log (dB) 放大器动态范围-动态范围有多种定义，经典定义有二种，线性动态范围定义和无杂散动态范围。 线性动态范围定义为放大器输入口最小可检测信号与放大器满足线性要求时最大输入电平之间的差值。 无杂散动态范围定义为当放大器最小可检测输出电平与放大器输入等双音时在输出口产生的互调相等时，放大器输入口最小可检测信号与放大器等双音输入电平差值。 上定义在放大器不常用，因 HPA关心的是最大线性功率输出。 为设计者能根据所规定的最小检测电平计算放大器动态范围，往往给出 HPA的 1 dB 压缩点输出功率 P1dB （或者 OIP3）以及 噪声系数 Nf dB ，再比较计算动态范围。