1、一种静态电流精确可控的 AB 类运算放大器设计范国亮,李云鹏,张国俊(电子科技大学 薄膜与器件国家重点实验室, 成都 610054)摘 要：针对传统 A 类两级运算放大器摆率受限的情况，提出了一种新型的 AB 类两级 CMOS 运算放大器。仅仅通过增加一个电阻和电容就实现了传统的类运算放大器向 AB 类运算放大器的转变，实现了对输出级静态电流的精确控制，极大地改善了摆率，并且不会增加额外的功耗。新的频率补偿方法在保证系统稳定的同时大大增加了单位增益带宽，同时避免了传统补偿所带来的缺点。仿真结果表明，与传统的 A 类运放相比，提出的 AB 类运放正负摆率分别提高到原来的 35 倍和 2.2 倍，
2、单位增益带宽提高到原来的 5 倍。关键词： AB 类运算放大器；低压低功耗；频率补偿；摆率中图分类号：TN432 文献标识码： A 文章编号：A Class AB Operational Amplifier With accurately controlled quiescent currentFAN Guoliang, Li Yunpeng, ZHANG Guojun(State Key Laboratory of Electronic Thin Films and Integrated Devices, Univ. of Elec. Sci. and Technol. of China,
3、Chengdu 610054, P. R. China)Abstract：A novel class AB two stage operational amplifier was presented to deal with the problem of the conventional class A two stage operational amplifiers limited slew rate. The transformation of converting conventional class A to novel class AB was achieved by adding
4、only one resistor and capacitor. The output stage quiescent current was controlled accurately and the slew rate was enhanced significantly, along with no additional static power dissipation. A new frequency compensation technique was adopted to keep the circuit stable, improve the gain-bandwidth pro
5、duct and avoid the drawbacks of conventional compensation methods. Simulations results show that the positive and negative slew rates were raised to 35 and 2.2 times and unity gain bandwidth was raised to 5 times when compared with conventional class A operational amplifier. Key words: Class AB Oper
6、ational Amplifier; Low voltage Low Power; frequency Compensation; Slew rate1 引 言近年来，随着电池供电便携式设备的普及，低压低功耗工作逐渐成为系统的必备要求。运算放大器作为绝大多数电路模块不可或缺的一部分，它的性能在很大程度上决定了整个电路甚至系统的性能。传统的两级运放（图 1）可以满足大多数电路的性能要求，如带宽与增益等。但是，图 1所示的 A 类两级运放的摆率 (slew rate)会受到静态电流的限制。因此，可以提供大摆率的 AB 类两级运放受到越来越多的关注。AB 类运放在实现大的增益与带宽的同时，可以输出或
7、者吸入远远大于静态电流的充放电电流，从而改善摆率。但是 AB 类两级运放的设计也面临着如下困难：（1）输出级静态电流 难以控制。QI大多数静态电流控制电路都需要比较复杂的电路，这不仅增加了电路的复杂度，还增加了功耗。（2）低压低功耗工作。低压限制了共源共栅（cascode）结构的使用，而低功耗则进一步限制了摆率。针对以上问题，我们在传统 A 类两级运放的基础上提出了一种新型的具有 AB 类输出的两级CMOS 运算放大器，仅仅增加了一个电容和电阻，就实现了对静态电流的精确控制，使传统的 A 类运放转变为 AB 类运放，极大地增加了摆率。另一方面，对普通的有源负载稍加改变，使整个电路在不增加额外支
8、路的基础上能够进行类似 cascode的补偿。与其他传统两级补偿方法相比，所需电容非常小，没有增加额外功耗，降低了电路的复杂度。本文结构如下：第二部分简单回顾了传统的两级运放，第三部分对提出的 AB 类两级运放的静态电流的精确控制、摆率和稳定性进行了详细的分析，仿真结果和结论分别在第四和第五部分给出。2 传统的 A 类两级放大器V i n +V i n -V D DV o u tC cI b i a sM 1M 2M 3 M 4M 9M 8M 7M 1 0XYR cC L图 1 传统 A 类两级 CMOS 运放图 1 所示为传统的 PMOS 管作输入的两级 A类运算放大器，其中 Cc 是补偿电
9、容，Rc 是调零电阻，CL 是负载电容。小信号方面，它在增益，带宽等方面都有着较好的性能，在电子电路中得到了广泛的应用。大信号方面，当 Vin-Vin+时，X 节点电压向正电源摆动，使 M8 管的电流大大增加，同时 M9 管的电流受偏置电流限制变化不大，结果 CL 的放电电流较大，导致该电路的负摆率较大（假设摆率不受内部节点的限制） 。但是，当Vin+ Vin-时，X 处的电压向电源地摆动，使 M8的漏电流急剧减小，由于 M9 的漏电流受到偏置电流的限制，导致 CL 的充电电流过小，正摆率受到了严重限制,尤其是负载电容 CL 较大的时候。为了提高正摆率，必须设法增大 CL 的充电电流。3 新型
10、 AB 类输出的两级运放设计V i n +V i n -V D DV o u tC bC cI b i a sM 1M 2M 3 M 4M 5 M 6M 9M 8M 7M 1 0XYR 1C L图 2 提出的新型 AB 类两级 CMOS 运算放大器图 2 即为本文所设计的 AB 类两级运算放大器。第一级由 M1-M7 组成，其中 M1 和 M2 构成PMOS 输入级，M3-M6 组成特殊的电流镜负载，其作用稍后会分析。输出级由 M8 和 M9 组成，电流源 Ibias 为整个电路提供偏置电流，它可以用Widlar 电流源或者峰值电流源等来实现。电容 Cc是补偿电容。电容 和电阻 R1 使得输入
11、大信号Cb时输出级具备了 AB 类工作方式。3.1 静态电流的精确控制与 AB 类工作图 2 中，输出级由 M8 和 M9 管构成，M9 在静态情况下为 M8 提供精确且受控制的偏置电流。如果暂时忽略 和 R1，则输出级就是一个典型b的 A 类输出级。选择较大的 R1 和较小的 ,在Cb静态工作时，假设没有电流流过 R1,则 M7，M9的栅源极电压相同，与 M10 构成电流镜，从而精确控制了输出级的静态电流。当输入大信号时第一级的输出节点 X 会出现大的摆动。 和 R1 构成高通网络，若它的截止Cb频率小于输入信号的频率，由于电容 两端的电Cb压不能瞬时突变， 不能通过电阻 R1 放电或充电，
12、Cb 就会充当一个浮动电源，将 X 的变化传递到 Y 点，从而使输出级具备了 AB 类工作的能力。具体的讲，当 Vin+Vin-时，X 处电压迅速向电源地摆动，M8 的漏电流迅速减小；与此同时，X处的变化耦合到 Y，使得 M9 的栅极电压减小，M9 的栅源电压急剧增大，输出大电流，对输出电容 CL 迅速充电，从而极大地提高了正摆率。同样地，当 Vin-Vin+时，X 处的电压迅速增大，M8漏电流迅速增加；与此同时，X 点处的变化耦合到 Y 处，M9 的栅极电压增加， M9 的栅源电压迅速减小，M9 的漏电流迅速减小，CL 迅速放电，从而提高了负摆率。值得注意的是，电容 和电阻 R1 的选择十C
13、b分重要。如果 和 R1 太小，由 和 R1 决定的高通网络的截止频率过大，较小频率的输入信号导致 X 处变化较慢，不能迅速耦合到 Y 处。所以，为了在较宽的频率范围内使得 M8 和 M9 按照 AB类工作，我们应使 R1 和 的值足够大。较大的bR1 可以实现动态情况下 M7 和 M9 的良好隔离，但是会占据较大的芯片面积，由于 R1 的精度要求不需要很高，可以用工作于线性区或者二级管连接的 MOS 管来实现,这可以极大的节省面积。对于耦合电容 ，它的最小值受到 Y 点最小寄生Cb电容的限制。Y 点处的电容 （主要是 M9 的栅源电容）和 组成了一个电容分压器，即，较小的 使 X 处的变/(
14、)XYVCb化有衰减的耦合到 Y 处。一般的， 2 就可Y以满足要求。 的精度要求也不高， 可以用b工作于三极管区的 MOS 栅源电容实现。另外，的存在并不会使第一级的输出电容增加，因为C和 是串联的，而 ,串联结果仍是YY起主导作用。所以，第一级的输出电容依然主要是 M8 和 M9 的寄生栅源电容。3.2 频率补偿显然，图 2 中电路必须补偿才能保持稳定。本文采用一种类似 cascode 补偿 5的方法进行补偿，在提高稳定性的同时避免传统的两级补偿的缺点（增益减小，带宽受限，功耗增加，结构复杂等） ，收到了极好的效果。如图 2 所示，电容 Cc 是补偿电容。与传统电流镜做负载的情况不同，此处
15、的电流镜负载由M3-M6 构成。我们分别调整 M3，M4 和 M5，M6的宽长比，使得 M3 和 M4 工作在饱和区，M5 和M6 工作在三极管区 6。这样，X 处的小信号阻抗会有所增加，电源电压也不会因 M5 和 M6 的插入而增加，并且 X 处的电压摆幅不会有大的变化。负载管 M4 同时也是电流缓冲器，极大的减小了从第一级的输出到第二级的输出的前馈通路。次级点被移动到更高的频率，增大了单位增益带宽,同时,这也极大的改善了电源抑制比 3。由于已有大量文献对电流缓冲和 cascode 补偿进行过研究，在此我们不再给出详细的小信号分析过程，只给出结论性内容。假设主次极点相距较远，则低频增益 ,主
16、极点 ，次级点 ，dcA0pnd左半平面零点 ，单位增益带宽 分别如下：zTw(1) 1,24689(/)dcmdsdsgrr(2) 0892461()(/)mdsmdspgCcrg(3) 1ndoL(4) 4mgzc(5) 1,2TwC(1)-(5)式中的物理量具有常用的物理意义。从(1)至(5)式可以看出,若图 1 和图 2 中的电路有相同的管子尺寸和偏置电流，那么主极点和左半平面的零点以及单位增益带宽与传统的两级运放相同,但是 X 处的小信号电阻有所增加，使低频增益变大。由于 M8 和 M9 的 AB 类工作,次级点会进一步提高，从而增加了单位增益带宽。4 仿真验证本文采用 SMIC 0
17、.18um 1P6M 混合信号工艺，利用 Spectre 仿真器对图 1 和图 2 中的电路分别进行仿真验证。将图 1 和图 2 中的两个电路连接成单位增益模式，电源电压 Vdd=1.8V，偏置电流为Ibias=1uA，负载电容 CL=10pF，输入峰峰值为0.5V 周期为 40us 占空比 50%的方波。图 3(a)和图3(b)分别绘制了图 1 和图 2 输入和输出电压的波形。可以看出，图 1 所示的传统的两级运放的摆率受到的极大的限制，根本不能跟随输入电压，SR+=0.08V/us， SR-=0.67V/us。但是图 2 中的电路几乎可以跟随输入电压,且没有过冲,SR+ =2.8V/us
18、,SR-= 1.5V/us。正负摆率分别提高到原来的的 35 倍和 2.2 倍。(a)图 3 单位增益时图 1(a)和图 2(b)中电路的输入（虚线）和输出（实线）波形对图 1 和图 2 中的放大器频率特性进行仿真。为了更好地比较图 2 中的补偿所带来的好处，对图 1 中的电路，我们采用传统的调零电阻串联miller 电容的方式进行补偿。仿真结果如图 4(a)和（b）所示。图 1 中的低频增益为 87dB，单位增益带宽为 462KHz，相位裕度为 60 度,所用补偿电容和调零电阻分别为 3pF 和 100K。图 2 中的低频增益为 97dB，单位增益带宽为 2.4MHz，相位裕度为 83 度,
19、所用补偿电容为 1pF。可以看出，本文所提出的电路在极大的改善摆率的同时，也提高了低频增益和单位增益带宽，并且补偿电容更小。图 1 和图 2 中电路的一些关键性能指标列在表 2中。(a)(b)图 4 图 1(a)和图 2(b)中电路的开环频率响应表 1 图 1 和图 2 电路仿真结果图 1 图 2直流增益（dB） 87 97单位增益带宽(MHz)（MHz）0.462 2.4相位裕度（度） 60 83SR+/SR-(V/us)（V/us）0.08/0.67 2.8/1.5电源电流（uA） 4 4电源电压（V） 1.8 1.8功耗（uW） 7.2uW 7.2uW负载电容（pF） 10 10补偿电容
20、（pF） 5 1调零电阻（k） 80R1（M） 1Cb(pF) 35 结 论提出了一种静态电流可精确控制且结构简单的 AB 类 CMOS 两级运算放大器，重点分析了电路的摆率和稳定性。与传统的 A 类运放相比，提出的电路具有与其相同的低功耗，但正负摆率的提高达到 35 倍和 2.2 倍。同时，新的补偿方法增加了相位裕度，也使带宽提高 5 倍。提出的电路的性能通过仿真的得以验证。参 考 文 献：1 A. BASCHIROTTO and G. FRATTINI. AC-coupled driver with wide output dynamic range P, U.S. Patent 6163
21、176, Dec. 19, 2000.2 J.RAMIREZ-ANGULO,R.G.CARVAJAL,A.LOPEZ-MARTIN, and J. A. GALAN. A free but efficient class AB two-stage operational amplifierJ. IEEE Trans. Circuits Syst. II, Exp. Briefs, 2006, 53(7):568571.3 K. AHUJA. An improved frequency compensation technique for CMOS operational amplifiersJ
22、. IEEE J.Solid-State Circuits, 1983, 18(6): 629-633.4 G. PALMISANO and G. PALUMBO. A compensation strategy for two-stage CMOS op amps based on current buffer J. IEEE Trans. Circuits and Syst. I, 1997, 44(3): 257-262.5 P. J. HURST, S. H. LEWIS, J. P. KEANE, F. ARAM, and K. C. DYER. Miller compensatio
23、n using current buffers in fully differential CMOS two-stage operational amplifiers J. IEEE Trans. Circuits and Syst. I, 2004, 51(2): 275-285.6 R. J. BAKER. CMOS Circuit Design, Layout, Simulation, 3rd M. New York: IEEE-Wiley, 2010,602-630.作者简介：范国亮（1990） ，男（汉） ，硕士研究生，研究方向为模拟集成电路设计。李云鹏 (1991)，男（汉） ，硕士研究生，研究方向为模拟集成电路设计。张国俊（1960） ，男（汉） ，教授,研究方向为新型功率半导体器件与集成电路和系统。
