雷达系统导论1.doc

1、雷达系统导论 1一、目标径向速度的测量连续波雷达：发射、接收连续波，其工作的基础是多普勒效应：当雷达与目标存在相对运动时，回波频率会发生变化。1运动目标的多普勒频率1 p264265设雷达发射信号 ，目标回波信号为 ，设初始距)cos()0tt )(cos)()0RRtKtstr离 ( 时的距离)处有一个径向速度为 的目标接近雷达，则0Rt rv(1) 常用多普勒频率表达式， ，则收发差频信号的相位、频率为：ctt2tvRt0)(dttdf )(214故目标运动所引起的多普勒频率为(1)rdvf由于运动目标引起多普勒频移，我们可以从发射信号中区分出接收信号，并能测量其相对速度。上面公式正是雷达

2、测速的基本原理。注意：上面所得运动目标多普勒频率公式 的使用前提是利用接收信号相位减发射信号相rdvf2位(差频时) ，这样一来相向运动的目标对应正多普勒频率，远离雷达的目标回波多普勒频率为负，这已成为公认常识，但必须记住其应用条件。当差频采用发射减接收时，则 ，这样为rdvf2取得与常识相一致，在频谱显示时必须将正负频进行对调(原岸基高频地波超视距雷达系统就是这样)。(2) 精确的多普勒频率公式在 时刻接收到的回波是在 时刻发射的，而照射到目标上的时间为 ，照射时的目标t Rt 2Rt距离为： )2()2(0Rrtvt而往返 距离所需的时间正是目标的延迟时间 ，故)2(RtcttR可解得：

3、，则目标回波为：rRvctt)(0 rrrr vcRtvcKvctvcKt 0000 2os2os)( 上式表明回波频率为 )1()1)(1 202000 cfccfvfcf rrrrrr一般 ，忽略上式中的高次项，则可相当准确地近似为：vr rvf0即目标径向运动所引起的多普勒频率为： ，这与常用的多普勒频率表达式相同。文d2p409411 通过研究接收回波周期、发射信号周期的关系得到上述精确多普勒频率表达式。)(t2运动目标径向速度方向的确定(正交双通道处理)如果在雷达探测区域中同时存在许多不同速度（有正有负）的运动目标，则回波信号将是一个带通信号，其中心频率为 ，而带宽为目标多普勒频移的

4、范围。该信号中不同频率分量的幅度反0f映不同速度目标的回波强度，因此进行目标检测一般是进行数字频谱分析，利用傅立叶变换完成。(1) 单路处理连续波雷达发射连续的正弦波，主要用来测量目标的速度，如同时需测量目标的距离，往往对发射信号进行调制，如对连续的正弦信号进行周期性的频率调制。简单的连续波雷达(零中频混频)方框图如图 1：发射机产生频率为 的非调制连续振荡，由天线辐射出去。频率为 的接收0f df0回波信号经天线进入雷达，与频率为 的发射信号在检波器(混频器) 中进行外差，产生频率为的多普勒拍频，在此过程中将丢失 的符号。df df设一般的实回波信号通常为高频窄带信号1 p288289： )

5、(cos)(0ttasr 式中 分别为信号的振幅和相位调制函数，通常均为窄带信号。因此 与载频 相)(,ta )(,ta0比均是时间的慢变函数。此信号可以用复数表示为(严格的理论分析见后文) ：)()(21 )(expexp)( 00 0)()(tjtj tjtjr uaa tts式中复包络 )()(tjeatu接收信号 与发射信号 混频得：sr tts0cotjtjr euet 00220 )()(41)(4)( 低通滤波后，取出前项缓变的低频分量为： 。可见采用单路零中频检波器，原ttu接收信号正、负频率轴上的频谱全部移到零频率的位置上，从而产生频谱折叠。如 时，tjdeatu)(已不能区

6、分频率的正负值，即无法判断目标径向速度的方向。ttatut dcos)(21)(41(2) 正交双通道处理正交双通道是由两路相同的支路组成，差别仅在其基准的相参电压相位差 ，这两路分别称09为同相支路(Inphase 支路)和正交支路(Quadrature 支路) 。要得到回波信号 的全部信息，应能保)(tsr证把复调制函数 单独取出来，这要求 与复函数 相乘，即(tu(tsr tje0tjtjr ues 00 2)(12)(通过低通滤波后就可取出复调制函数 而滤除高次项ut与复函数 相乘可分解为：)(tsr tje0连续波发射机 0f检波器(混频器)拍频放大器(低通滤波) 显示器df00f

7、df图 1 简单连续波雷达方框图)(2sin)(sin)(21)(2cos)(cos)(21 in)( 0000 ttatajttatatjetsrrtjr 上式要求正交双通道处理，一支路和基准电压 进行相位检波(I 支路) ，另一路和基准电0cos压 进行相位检波(Q 支路 )，低通滤波后的输出值分别为 、 ，它们t0sin (costt )(si1tt分别表示复包络 的实部、虚部，因此对应的通道分别称为同相、正交支路。如要取()(tjeatu振幅函数 ，则 I、Q 支路取平方和再开方，若要判断相位调制函数的正负值，则需比较 I、Q 两ta路的相对值来判断。若 ，则 I、Q 两路的输出分为3

8、 p6667td)( )2cos()21 ),cos(21ttaQttadd当多普勒频率为正(目标趋近 )时，两路输出为： )s() ),s( ttttI dd当目标远离时，多普勒频率为负，则两路输出分为： )2cos()21 ),cos(21 ttaQttaI dd这样一来根据 Q 路输出超前或滞后于 I 路输出 即可确定多普勒频率的正负值。确定两通道相对相位关系的一种方法是把它们的输出送到两相同步马达，马达的旋转方向就代表了目标径向运动的方向。单路、正交双路处理频谱示意图如图 2：3非零中频接收机单路相位检波频谱折叠0f0f回波信号复频谱零中频正交双通道处理等效频谱图 2 单路、正交双路零

9、中频处理的频谱0连续波发射机 0f接收机混频器中 频放大器第 二检波器df00fdif图 3 非零中频接收机连续波雷达方框图混频器单边带滤波器振荡器 if多普勒放大器显示器),(00iifffiif0 ifdf简单的连续波雷达接收机一般称为零拍接收机或零中频超外差接收机。限制简单连续波雷达(零中频混频) 灵敏度的主要原因是闪烁效应产生的噪声增加了。闪烁噪声效应产生于二极管检波器那样的半导体器件以及电子管的阴极中。闪烁效应产生的噪声功率随 ，这里 。这一点与f11散弹噪声和热噪声不同，它们与频率无关。因此，在低频端即大多数多普勒频率所占据的音频段和视频段，其噪声功率较大。当雷达采用零中频混频时，

10、相位检波器(半导体二极管混频器) 将引入明显的闪烁噪声，因而降低了接收机灵敏度3p63。克服闪烁噪声的办法是采用超外差式接收机，将中频 选得足够高，使频率为 时的闪烁噪if if声降低到普通接收机噪声功率的数量级以下。非零中频连续波雷达方框图如图 3，其中虽然最后也采用了相位检波器，但由于经过中频放大器等处理相比于采用直接零中频混频处理可获得更高信噪比。中频超外差式接收机灵敏度比简单接收机可提高 。dB304实信号的复数表示法正交双通道处理可避免频谱折叠，保持区分正负多普勒频率的能力，其关键在于由正交双通道把实输入信号变为复信号，即正交解调接收机是把实信号变为复信号的典型例子。实信号 具有共轭

11、对称的双边频谱： ，因此)(tx )()()()( XdtexdtetxXjj具有单边频谱的信号只可能是复信号，当然复信号也可以具有双边频谱，但它们不可能共轭对称。(1) 正弦型信号的复数表示方法复指数函数法 4p24正弦信号和余弦信号统称为正弦型信号，其复数表示形式统称为复正弦型信号。不妨设实信号 )(cos)cos()(0tatatx显然 。若定义复指数函数：(21)(0aX tjtjjtj eet 00)()( 其中 称为复包络，则a0 0 )(2)(RXtxt(2) 任意信号的复数表示方法复解析表示法( 希尔伯特表示法)4p2023由于任意实信号 都具有双边带的频谱，下面我们寻找一种复

12、信号 同时满足以下两个条)(tx )(tx件： 0 )(2)(2)(ReXUXtxt式中 为单位阶跃函数。)(U理论证明对任意实信号 必定能找到一个复信号同时满足上述条件(实际上若满足第二个条)tx件必定同时也满足第一个条件) ，此信号称为解析信号( 解析信号另一个重要用途表现在对带通信号的采样上 10p566)： )()(txjtx式中 都是实信号，且 称为 的希尔伯特(Hilbert)变换(),txdtx1)(解析信号实、虚部二分量相加的结果使原信号负频率轴上的频谱相抵消，而正频率轴上的频谱加倍。对正弦型信号而言，用复指数函数表示的复信号与用解析信号表示的复信号相同，但对任意实信号来说，此

13、结论并不一定成立。(3) 高频窄带信号的复数表示方法 4p2425高频窄带信号(简称窄带信号 )是指信号的频谱限制在载频 附近的一个频带范围内，而且此0频带范围远小于载频，一般表示为： )(cos)(0ttAs式中 是信号 的振幅调制波和相位调制波，它们都是低频限带信号，和 相比，它)(,tA)(ts t0cos们随时间的变化要缓慢得多。窄带信号的复解析表示： )()(tsjtsH其中 )()(tsHt窄带信号的复指数表示： tjtjtjtje eAetAs 000 )()()()( 式中 为信号 的复包络， 则为复载频。)(tA)(tsj0显然 ，即复指数函数的实部就是窄带信号 ，且 的频谱

14、为Re tste)()0Xe式中 为复包络 的频谱。)()(t可见 具有单边带频谱，它与原来实窄带信号 的频谱 的关系如下：eX ts)(X)(2)() 00AAe上式表明用复指数信号 表示实窄带信号 时，虽然它的实部仍为原来的实信号 ，但它的(tse ts )(ts频谱 不满足 。这是复指数信号与复解析信号的差别。 与)(e 2)UX e在频域的误差为：2U 0 )( )(0A变换到时域为： 00)(21Im)(det tj上式表明误差取决于 中在 的尾部所包含的能量。常见的雷达窄带信号一般都满A0足 ( 为信号带宽， 为载频)，则 在 的尾部只包含极少的能量，故误差00)(A0可忽略不计，

15、故用指数形式的复信号代替复解析信号是完全允许的5 。)(t因此对窄带信号而言，复指数信号 和复解析信号 近似一致。实际中常规的正交双通tse )(tsH道处理相当于获得复指数信号 同时进行混频，而这在理论上不及利用复解析信号 精确，)(te )(tsH再者常规正交双通道一致性较低，故采用数字技术实现时，一般先对实回波信号(为降低采样率一般先混到一低中频，即采用非零中频接收机)进行希尔伯特变换得到解析信号( 双边谱变成单边谱)，再进行解调(将复回波信号的频谱从 搬移到零处) 。0f(4) 希尔伯特变换4p2023 、 6p259263、 10 p546568、12 p211252将因果性应用于频

16、域可得到时域信号实、虚部的希尔伯特变换关系，同样若将因果性用于时域，则可得此时域信号的傅里叶变换实、虚部成希尔伯特变换关系6p244259。称为 的希尔伯特(Hilbert)变换，它相当于将 通过)(1)()(1)( txHtxdttx)(t )(tx一个具有冲激响应为 的线性滤波器，其传输函数为：th，亦即 0 )sgn()( jjH0 2)(1H式中符号函数 0 1)sgn(上式表明希尔伯特变换相当于一个 移相器，它对所有频率分量的幅度响应都是 1(全通网络) ，9对所有正频率分量(包括零频率分量 )移相 ，而对所有负频率分量移相 。所以说，希尔伯特90变换是一种正交变换，它相当于一个正交

17、滤波器。一般对于序列而言，解析性没有正规的意义，但我们仍将此术语用于其傅立叶变换为单边的复序列上。即实序列 的复解析序列及其傅立叶变换分为：)(nx )()(0 ,0),(2)(210 jjjj njj eXeXe deXnx式中 为序列 的傅里叶变换， 为 的离散希尔伯特变换，nnjjxeX)()( x nxH其特性为：单位冲激响应： 奇对称序列偶 数奇 数,0 02sin)(h频率特性： 理想 移相器 j-)( jeH90的实、虚部 在时域、频域的关系如下：)(nx ,nx)()(jjj eXHeXmhnxx)()(由于要求线性相位，上述无限冲激响应的理想希尔伯特变换器通常利用 FIR 实

18、现。由于希尔伯特变换还引入 相移，故应采用第二类线性相位 FIR 滤波器7p99106：900 )( 式中 均为常数。由于群延迟 是常数，故上式 称为第二类线性相位( 相比于第, d)一类线性相位 )(对于具有固定增益的线性相位系统 ，其时域输出、输入关系如下：jjkeH)()(nxy上式物理含义为：若一个系统具有固定的增益 和线性相位 ，其输出则是输入的 倍并延迟了k( 为采样间隔)，即信号通过该系统后不发生失真。T线性相位 FIR 滤波器设计公式 及特性总结 12p209210：设 FIR 滤波器的长度为 M 的单位冲激响应为 ，则其频率响应函数为：10 ),(Mnh)(10MnjjeeH

19、对应的系统函数 在原点 处有 重极点和 个位于 平面上任意位置的零点。)(zz z所谓线性相位是指相位为频率的线性函数，即 ,)(jeH式中 ， 为一个常数20或 原书提出对上述线性相位的频率响应函数有如下两种方式分解： )()(jeHjjje式中 为幅度响应函数(恒为正) ， 为相位响应函数(一般为分段线性不连续函数)jeHj )(jrjH式中 为振幅响应函数(可正可负但为实函数) ， 为与振幅响应对应的相位响应(连续jr的线性函数)按线性相位的定义可推得 FIR 的单位冲激响应 有如下对称性：)(nh反 对 称时 对 称时 10 ,1() ,2)( 0 MhnM通常把长度 分为奇数和偶数情

20、形与对称和反对称组合起来构成如下四种类型的线性相位 FIR滤波器：I 型线性相位 FIR 滤波器：对称脉冲响应、M 为奇数 2)1(2)1(0cos ), , MjMnj eaeHnh式中 由 得到，且)(nah 231 ,2)( ,0hna中 间 样 本II 型线性相位 FIR 滤波器：对称脉冲响应、M 为偶数 2)1(212cos)()(0 , ,0MjMnj enbeH式中 。由于 故此 FIR 不能用作高通或带阻滤波器,21 ,2)(nhnb 0III 型线性相位 FIR 滤波器： 反对称脉冲响应、M 为奇数 212)1(sin021 ), , Mjnj eceHhnh且式中 。由于

21、，故 FIR 滤波器不可能有低通或, ,21)(hnc 0)(0H高通幅频特性，但一般被希尔伯特变换的实序列是带通型的，这可应用。IV 型线性相位 FIR 滤波器：反对称脉冲响应、M 为偶数 21211sin)()( ), , MjMnj edeHnh式中 。 故此 FIR 不能用作低通滤波器,1 ,2)(nhnd0上述结果表明只要 FIR 滤波器的单位冲激响应是奇对称的，其相频特性是严格线性且外加移相。由于理想 移相器具有全通的幅频特性，故在保证单位冲激响应奇对称的前提下，通9090过选择 FIR 的参数使其幅频特性逼近理想特性( 通常采用窗函数法或等波纹逼近法)。因此利用 FIR实现希尔伯

22、特变换时只可能采用 III、IV 型线性相位 FIR 滤波器。此外，下面介绍一下如何利用IIR 系统设计希尔伯特变换器 10p563。设计 IIR 希尔伯特变换器最成功的方法是设计一个 “相位分裂器” ，它由两个全通系统组成，这两个系统的相位响应在 频段的某一部分上相差近 ，这样的系统可以用双线性变换法0 90来设计 11(如下图 )。上图利用两个系统 和 来处理 ，若两者是相位响应相差 的全通系统，)(1jeH)(2je)(nxr 90则 的傅立叶变换在 上也为零，且由于相位分裂系统是全通的，所以)()njynyir 0，即 和 的相位将差一个 和 的共同相位分量。即尽(jeXYjYjX)1

23、jeH)(2je管 IIR 系统具有非线性相位，但同时采用两个具有恒定 相位差的 IIR 系统同样可设计 Hilbert 变9换器。5直接中频采样、数字相干检波(数字正交双通道处理的实现)理想的正交化处理要求 I、Q 通道的幅相特性严格一致。当 I、Q 两通道的幅相特性有差异时，复带通信号的负谱就回有一定的残余，当把复带通信号的频谱从 搬移到零处时，残余的负谱也0f从 搬移到零处，从而造成正负多普勒频谱的混叠，使解调后复信号多普勒频谱的精度降低。0fA传统的模拟正交双通道处理相位检波器相干振荡器移相器90相位检波器 低通滤波低通滤波 A/DA/DIQ中频信号图 4 传统正交 I、Q 通道低通滤

24、波低通滤波 A/DA/DIQ中频带通信号 )2sin(0tf)2cos(0tf)(2cos)(0tftA)(1nh)(2)(nxr )(nyr)(i)(ny复 信 号全通相位分裂法的方框图(可产生具有单边傅立叶变换的复序列)传统的正交 I、Q 通道检波器是将接收机输出的中频回波信号分别与正交的两路相参信号混频(采用模拟乘法器)，然后进行低通滤波，从而得到 I、Q 两路基带信号，再通过 A/D 变换给出同相分量和正交分量的数字量。采用模拟式的正交 I、Q 通道由于两路模拟乘法器、低通滤波器本身的不一致性、不稳定性，致使 I、Q 通道间的幅度一致性一般只能达到 ，而相位正交误差高达dB5.0且零漂

25、比较大，长期稳定性不好，这些因素极大地限制了系统整机性能的提高，如 MTI 性能的2提高，雷达副瓣的降低等。下面简单计算一复正弦信号的 I、Q 两通道相位误差 时，残余的负谱与正谱的幅度比：0tjjtjjtjtjtjtj eeeetjtts 000000 212121)sin(co)( )()(00 则负谱与正谱的幅度比为 。 时比值约 。lg2coslglg 000 tjj dB35分析表明，当存在相位不正交与增益不一致时会产生对称的频谱分量，称为镜频分量。直流漂移与载波的泄露则等效于产生一个直流分量。若相位正交误差为 ，增益的相对误差为e，则所产生的镜频分量与理想频谱分量的功率比为 14：

26、IQ )(3.4lg102dBIRe式中 IR 称为镜像比。若 ，则2 ,5.0eIB希尔伯特变换变换法89数字处理通常是通过对实带通回波按特殊采样频率进行采样，这样可以实现数字解调获得交替出现的 I、Q 两路，然后设法得到同步的 I、Q 两路，其数学原理如下：一般地若按采样率 (M 为正整数) 直接对载频为 的带通信号进行采样，可得12(40Mfs 0f到交替的正交 I、Q 两路基带信号采样序列，不妨设复带通信号的实部 ，)(cos)(0ttAs以周期 采样后， ，则01ffTss0sT 为 奇 数为 偶 数nQInnI nTnTAAn sssss ),(1()2i()2cos() 2i)(

27、i)(2co)(c)()()()( 20 可见中频信号经上述采样后，可交替得到 ，但两者在时间上相差一个)( ,II采样周期 且采样频率降为 。类似地对复信号的虚部 进行sT01ffs )(sin)(0ttAsi 上述处理，可交替得到 ，这样只要进行分选即可完成解调。)( , ),( ,nInQ一般正交处理是采用 Hilbert 变换器，我们知道解析信号的实、虚部互为 Hilbert 变换对，这样可将接收到的实回波信号认为实部，利用 Hilbert 变换处理作为虚部，即可构成解析信号。这种方法的实现过程如图 5 所示，直接对中频采样输出信号 进行抽选、延时和希尔波特变换处理，)(0s得到中频复

28、信号的实、虚部序列，然后对此进行抽选(相当于解调) 即可得到所需的零中频 I、Q 双路序列。中频回波信号 A/D延 迟 个 样 本21NI（n）Q（n）图 5 直接希尔波特变换法实现框图希尔伯特变换器4 选 1)(0ns04fs0f一般的数字正交解调是对低中频带通信号采样后利用希尔伯特变换进行正交化，再进行解调。若取原采样序列为 I 路，对原采样序列进行 90 度移相滤波 (一般采用希尔伯特变换器 )可得到 Q 路。由于只对 I 路进行滤波，这样 I、Q 两路的幅度一致性和正交性能的精度取决于所采用滤波器的理想程度，如要求的精度越高，则滤波器的级数越多，实现起来越复杂。C内插法9、13 、15

29、对信号 直接进行采样，可交替得到 。因此我)(cos)(00ttAs )( , ),(nInQI们可以对 I、Q 两路都进行内插滤波，实现不同的分数相移，从而得到同时的正交 I、Q 基带序列。前面所得正交基带(零中频)采样序列 、 与中频信号直接过采样序列 的关系如)(kI)(Q )(0ns下：I 路： ks120Q 路： )()(式中 、 ( )分别是采样频率为 的带通信号采样序列，符号)2(0ks)10,20k 012ffs变换 、 则相当于解调。可以采用不同的算法由错位的 、 序列插值获得同步1k )(kI)(Q输出的基带采样序列 ，如采用 2 倍内插滤波器得到偶采样点的 或奇采样点的

30、13， ,nI n)(nI采用 Sinc 函数插值 9、Bessel 插值 14、最小二乘法 15等。实际插值相当于滤波，对单路插值处理可以得到与 Hilbert 滤波完全相同的算法结构。D模拟正交双通道的直接数字化 (多相滤波器法)对图 4 的模拟正交双通道直接数字化框得：设按 采样所得中频带通信号采样序列为 ，设 FIR 低通滤波器单位冲激04fs,3210s响应序列为 ( 为 4 的倍数) ，则在 I 路上与余弦序列 相乘后得121,Nh ,01,图 7 传统正交 I、Q 通道的直接数字实现低通滤波低通滤波 4 选 14 选 1 IQ中频带通信号 ,)2sin(0tf,01,)2cos(

31、0tf)(2cos)(0tftAA/D 04fs回 波 中 频 信 号 A/D插值滤波器 I（n）Q（n）fsf0 s(n)图 6 内插法实现框图插值滤波器奇 偶 抽 取 符 号 修 正I（n）Q（n），低通滤波器的输出序列 为(暂态响应过后即 ,0, 23210 sx 10*Nnnkkkxhy)：Nk 01234565432110 ssshshxy NNNNNnn 0 hhNN 2143654523110 ssshsxy NNNNnn 242022 hhN 41638553211033 ssshsxy NNNNnnNN 由于对输出序列 还进行 4 分之 1 抽选，不妨设取出 ，为了减小计算量

32、，上述k ,1y过程可视为将 即中频采样序列的偶数点序列作为输入序列，通过单位冲激响应序列,6420s为 的 FIR 滤波器后进行 2 选 1 得到。21)1(hIkk 同样对 Q 通路的处理可等效于将中频采样的奇数点序列 通过单位冲激响应序列,753s为 的 FIR 滤波后进行 2 选 1 得到,因此，图 7 可进一步简化为：,2Nkk 图 8 中两滤波器单位冲激响应序列分为： 12,10,)1(2NkhIkk Q其中 为原低通滤波器的冲激响应序列1,20,Nnh由于 I、Q 两路的滤波器系数是从同一个低通滤波器中抽取出来的，可以证明 I、Q 两路滤波器的幅度响应完全一致( 接近于全通滤波器

33、) ，因此不会产生 I、 Q 两路的增益不平衡，I、Q 两路的不正交只由相位差(群延时相差不严格为 )引起，但这可靠增加滤波器长度来减小。sT以上分析可根据多相(polyphase)滤波器设计理论加以解释 (进行不同的分数相移以获得同时间的 I、Q 两路正交基带序列)参考文献1 丁鹭飞主编，雷达原理，西北电讯工程学院出版社，1984.112 美 杰里 L. 伊伏斯，爱德华 K. 里迪编，卓荣邦等译，现代雷达原理，电子工业出版社，1991.3图 8 图 7 的进一步简化hQhI 2 选 12 选 1)(nI)(Q中频带通信号 )(2cos)(0tftAA/D 04fsEVENODD3 美 M.I

34、. 斯科尔尼克编著，林茂庸等译，雷达系统导论，国防工业出版社，1992.24 林茂庸，柯有安编著，雷达信号理论，国防工业出版社，1984.115 W.L. Rubin and J.V. Difranco, Analytic representation of wide-band radio frequency signals, J. Franklin Inst., Vol.275, No.3, March 19636 美A.V. 奥本海姆著，数字信号处理，7 张圣训编著，数字信号处理技术，浙江大学出版社，1989.98 D.W. Rice and K.H. Wu, Quadrature sam

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36、sing in Communication, Vol.19, Polytechnic Press, New York, 197012 陈怀珲等译，数字信号处理及其 MATLAB 实现，电子工业出版社，1998.9, 377p (原书为：V.K. Ingle, J.G. Proakis, Digital Signal Processing Using MATLAB, ITP Co., 1996)13 W.M. Waters, B.R. Jarrett, Bandpass signal sampling and coherent detection, IEEE Trans. AES, Vol.18

37、, No.4, Nov. 1982, pp.73173614 孙晓兵，保铮，中频信号采样与正交相干检波，系统工程与电子技术，1993 年第 5 期, pp.1915 杜永强，直接中频采样的最小二乘实现，雷达与对抗，1999 年第 3 期，pp.505616 吴远斌，李景文，直接中频采样及数字相干检波的研究，电子学报，Vol.22, No.10, Oct. 1994, pp10510717 L.E. Pellon, A double Nyquist digital product detector for quadrature sampling, IEEE Transactions on Sig

38、nal and Processing, Vol.40, No.7, July 1992, pp1670168118 W.A. Skillman and D.H. Mooney, Multiple High-PRF Ranging, IRE 5th National Convention on Military Electronics, 1961, pp3740 (收入书中：D.K. Barton, Radars, Volume 7: CW and Doppler Radar, Artech House, Inc., pp20521319 D.H. Mooney and W.A. Skillma

39、n, Pulse-Doppler radar, chap. 19 of “Radar Handbook”, M.I. Skolnik (ed.), McGraw-Hill Book Co., New York, 1970.20 S. A. Hovanessian, An algorithm for calculation of range in a multiple PRF radar, IEEE Trans. AES, Vol.12, Mar. 1976, pp28729021 李复中，初等数论选讲，东北师范大学出版社，1984.1222 W.K. Saunders, Post-war De

40、velopments in Continuous-wave and Frequency-modulated Radr, IRE Trans., Vol.ANE-8, pp.719, Mar. 196123 M.A.W. Ismail, A Study of the Double Modulated FM Radar, Inst. Hockfrequenztech. An der E.T.H. Rept. 21, Verlag Leemann, Zurich, 195524 张宁等，高频地波超视距雷达技术总结报告：信号处理机，哈尔滨工业大学电子工程技术研究所，1995.625 对海超视距雷达方案论证之六：信号形式选择部分，哈尔滨工业大学五系26 A.W.V. Poole, On the use of pseudorandom codesfor “chirp” radar, IEEE Trans. AP, Vol.27, No.4, July 1979, p48048527 沈允春编著，扩谱技术，国防工业出版社，1995.728