1、1. OFDM 调制/解调1.1.概述1.1.1. OFDM 调制基本原理如图 OFDM 调制的过程就是将待发送的多个数据分别与多路子载波相乘合成基带复信号 s(t)的过程，而 OFDM 解调的过程就是由复信号 s(t)求解傅立叶系数的过程。复信号 s(t)是时域信号，而傅立叶系数就是频域的数据。需要明确的是：对于 OFDM 调制来讲，输入的数据是频域数据，而输出是 S(t)就是时域数据；对于 OFDM 解调来讲，输入的 s(t)是时域信号，而输出的数据就是频域数据。当使用 IDFT/DFT 实现 OFDM 调制/解调的时候，IDFT 的输入是频域数据，输出是时域数据； DFT 的输入是时域数
2、据，输出是频域数据。基于快速离散傅里叶变换的产生和接收 OFDM 信号原理：在发射端，输入速率为 Rb的二进制数据序列先进行串并变换，将串行数据转化成 N 个并行的数据并分配给 N 个不同的子信道，此时子信道信号传输速率为 Rb/N。N 路数据经过编码映射成 N 个复数子符号Xk。(一个复数子符号对应速率为 Rb 的一路数据) 随后编码映射输出信号被送入一个进行快速傅里叶逆变换 IFFT 的模块，此模块将频域内 N 个复数子符号 Xk 变换成时域中 2N 个实数样值 Xk。 （两个实数样值对应 1 个复数子符号，即对应速率为 Rb 的一路数据）由此原始数据就被 OFDM 按照频域数据进行处理。
3、计算出的 IFFT 变换之样值，被一个循环前缀加到样值前，形成一个循环扩展的 OFDM 信息码字。此码字在此通过并串变换，然后按照串行方式通过 D/A 和低通滤波器输出基带信号，最后经过上变频输出 OFDM 信号。1.1.2. OFDM 的优缺点1.1.2.1. OFDM 优点1.1.2.1.1. 频谱效率高由于 FFT 处理使各个子载波可以部分重叠，因为理论上可以接近乃奎斯特极限。以OFDM 为基础的多址技术 OFDMA（正交频分多址）可以实现小区内各用户之间的正交性，从而避免用户间干扰。这使 OFDM 系统可以实现很高的小区容量。1.1.2.1.2. 带宽扩展性强由于 OFDM 系统的信号
4、带宽取决于使用的子载波数量，因此 OFDM 系统具有很好的带宽扩展性。小到几百 kHz,大到几百 MHz，都很容易实现。尤其是随着移动通信宽带化（将由 5MHz 增加到最大 20MHz）,OFDM 系统对大带宽的有效支持，称为其相对于单载波技术的“决定性优势” 。1.1.2.1.3. 抗多径衰落由于 OFDM 将宽带传输转化为很多子载波上的窄带传输，每个子载波上的信道可以看做水平衰落信道，从而大大降低了接收机均衡器的复杂度。相反，单载波信号的多径均衡的复杂度随着宽带的增大而急剧增加，很难支持较大的带宽（如 20MHz） 。1.1.2.1.4. 频谱资源灵活分配OFDM 系统可以通过灵活地选择适
5、合的子载波进行传输，来实现动态的频域资源分配，从而充分利用频率分集和多用户分集，以获得最佳的系统性能。1.1.2.1.5. 实现 MIMO 技术较简单由于每个 OFDM 子载波内的信道可看做水平衰落信道，因为多天线（MIMO ）系统带来的额外复杂度可以控制在较低的水平（随着天线数量呈线性增加。 ）相反，单载波MIMO 系统的复杂度与天线数量和多径数量的乘积的幂成正比，很不利于 MIMO 技术的应用。1.1.2.2. OFDM 缺点1.1.2.2.1. OFDM 对系统定时和频率偏移较为敏感定时偏移会引起子载波相位的旋转，而且相位旋转角度与子载波的频率有关，频率越高，旋转角度越大。如果定时的偏移
6、量与最大时延扩展的长度之和仍小于循环前缀的长度，此时子载波之间的正交性仍然成立，没有 ISI 和 ICI，对解调出来的数据信息符号的影响只是一个相位的旋转。如果定时偏移量与最大时延扩展的长度之和大雨循环前缀，这时一部分数据信息丢失了，而且最为严重的是子载波间的正交性破坏了，由此带来 ISI 和 ICI，这是影响系统性能的关键问题之一。1.1.2.2.2. 存在较高的峰值平均功率比（PAPR）多载波系统的输出是多个子信道信号的叠加，如果多个信号相位一致时，所得的叠加信号的瞬时功率会远远高于信号的平均率。因此，可能带来信号畸变使信号的频谱发生变化，同时子信道间正交性遭到破坏从而产生干扰。1.1.3
7、. 宽带无线信道特征信号在无线媒体中传输时，会出现两个困难，一个是包络的衰落，以不可预知的方式对信号的强度进行衰减；另一个是色散，它在时域和频域同时改变原始信号的波形。1.1.3.1. 包络的衰落表现为接收信号的幅度的波动。主要的原因就是多径反射。假设一个场景，发射信号通过两条信号到达接受机，这两条路径之间的时延忽略。随机散散产生了不同的路径损耗，即21 )()() 2121 tststtx在这样一种情况下，信道响应可以建模成单一的具有随机包络的冲激。假定是等强度的复高斯随机变量，那么它们的和的包络， ，服从瑞利分布：21 21r，具有零均值和方差（内容在 OFDM 的无线宽带网络设计与优化
8、P15，2)(rerp涉及概率论的几个分布，还未深入研究） 。1.1.3.2. 时间色散信道经散射的多径信号的到达时间不可能相同。这些时延是否损坏发射信号取决于信号带宽与最大时延差扩展的乘积。下图示是一个时间色散信道。窄带信号（ 平坦信道 ）宽带信号 （ 频率选择性信道 ）h ( t )t时 间 色 散 （ 频 率 选 择 性 ） 信 道 及 其 对 窄 带 和宽 带 信 号 的 影 响fH ( f )时 延 扩 展h(t)：多径信道可以表示成一个线性的传输函数 h(t)。因为不同的传播时延，新到的脉冲响应是不同的延时的冲激函数的加权组合： ,对应图示的情10)()(mmitth形,m=2。因
9、为多径时延 是截然不同的，所以频率响应 H（f）=Fh(t)表现为幅度上的波m动。这种频域中的波动将使宽带信号的波形产生失真。特别是在数字通信系统中，若多径时延相对于符号周期 是可分辨的，那么信道被认为是频率选择性信道。sybolT另一方面，若信号的带宽非常窄，那么信道的频率响应在信号带宽内近似为常熟。若多径时延相对于符号周期是不可分辨（指相对时延远小于一个符号周期）的，那么无线信号就是平坦的。1.1.3.3. 频域色散信道接收信号在时域中短时的波动可以用来发射机、接收机或者环境的移动造成多普勒效应来解释。若信号脉冲响应为线性非时变的，那么多普勒效应在时域中的效果就是二者相乘。多普勒对接收信号
10、引入两类失真：（i）信号在时间上的变化；（ii）展宽的信号频谱。 （涉及多普勒效应的原理,信道相干的知识，还未深入学习。 ）1.1.3.4. 宽带信道的统计特征总结：包络的衰落影响信号的强度，并且因此在无线系统链路预算的计算中要考虑衰落的余量。功率控制和空间分集技术是对付包络衰落的最有效技术之一。频率选择性衰落改变了信号波形，并且因此改变了检测的性能。传统的，信号均衡被用于补偿此影响。作为一种选择，如 OFDM，我们可以通过将宽带信号分割成并行窄带数据流传输来克服此缺陷。时间选择性破坏了信号的频谱，并且引入了对功率控制而言非常快的变化。时间交织和分集技术是对付时间选择性最有效的手段。1.1.3
11、.5. 多径衰落总结在时域方面产生时延扩展，接受信号中的一个符号的波形会扩展到其他符号当中去，造成了 ISI（符号间干扰） ；在频域的角度，多径的时延扩展可以导致频率选择性衰落，针对信号中不同的的频率成分，无线传输信道会呈现出不同的随机响应，由于不同的频率分量的衰落不一致，信号带宽超过无线信道的相干带宽时，造成 ISI，形成频率选择性衰落。1.2.基础理论1.2.1. 三角函数的正交性OFDM 调制利用了之间的正交性，如下图：信道a1ana2a1ana2b1bnb2b1bnb2+-+-+-c o s w0tc o s 2 w0tc o s n w0ts i n 2 w0ts i n w0ts
12、i n n w0tc o s w0tc o s 2 w0tc o s n w0t- s i n 2 w0t- s i n w0t- s i n n w0tS ( t )图中示有 N 个子载波，但实际每个子载波包含了正弦和余弦两个载波，承载两个数据。所谓三角函数正交性：左边 OFDM 调制后获得的信号 2/ 00/2/ 002/ 0/ /2/ 00sinicos 1)cos1(insicosTT TTtdtmtdt dtmmtdt累加后在右边利用正交性可以直接分离出对应的载波信息。 （图示左边的为各子载波，将数据信息分开调制到各自的子载波上，再将子载波发送到接收端，接收端利用自己生成的分开子载波
13、分别与收到的叠加的信号相乘后积分，因为除了对应子载波的积分为 1 后，其它子载波积分为 0，即可分离出分开的各路数据信息。 ）1.2.2. DFT 离散傅里叶变换/IDFT 逆离散傅里叶变换1.2.2.1. 傅里叶级数展开以及复指数形式：， 。1.2.2.1.1. 欧拉公式1.2.2.1.2. 卷积计算信号相乘若将信号表示成类似多项式的形式即：将其表示成多项式的形式后，即：则两个信号相乘（时域）为：，又其实其相乘结果的系数可以通过卷积计算多项式的方法计算得出： ，。观察这个形式，联系傅里叶级数展开的式子：可以知道将信号变成形式类似于多项式的方法，本质上就是傅里叶级数展开。1.2.2.1.3.
14、时域相乘等于频域卷积从上面的描述我们可以得知：为了获得两个信号 f(t)和 g(t)在时域相乘的结果 y(t)=f(t)g(t)我们可以先分析两个信号的频谱 fn,gn,在对两个信号的频谱做卷积，得到乘积信号的频谱 yn，将各频谱分量 yn乘以对应的 ejnwt 再相加就可以得到时域的乘积新年好。如下图示例：tjneyt)(简单概述就是：时域相乘等于频域卷积。注意我们所说的频域，说的只是频谱，即 ejnwt 前的系数，不包括 ejnwt 本身。1.2.2.2. 傅里叶变换描述非周期信号 x(t)和其频谱的 X（f ）之间关系的两个式子：变量 f 常用 做变量：1.2.2.3. DFT 离散傅里
15、叶变换离散傅里叶变换是为了便于在计算机及数字信号处理中进行傅里叶分析而引入的，其输入输出如下图所示：输入 N 个时域的样点数据，输出 N 个频域的样点数据。DFT 表达式：比较 DFT 和傅里叶变换的式子，可以发现 DFT 只是对傅里叶变换的积分周期分成 N份采样得出的结果。和傅立叶变换类似，离散傅立叶变换的本质就是将信号的样点序列表示成一系列加权的旋转向量样点序列之和。而逆变换则要求出这一些加权系数。即：将离散傅里叶变换的表达式拆开成 N 个式子：从 N 个方程中求解 N 个未知数，这个问题的实质就是求 N 元一次方程组的解。若用矩阵运算表示出 DFT 和 IDFT 的表达式：1.2.2.3
16、.1. FFT 快速傅里叶变换1.2.2.3.1.1. 按时间抽选的基-2 FFT 算法1.2.2.3.1.2. 按频率抽选的基-2 FFT 算法1.2.2.3.1.3. 基 4 FFT 算法1.2.2.4. LTE-A 的 SC-FDMA 基带信号 2/2/ )()2/1(2)(,)( ,RBscULRBscUL slCPNk TNtfkjplkpl eats for where , , and is the s,CP0TNtl)(RBscUL048NHz5flka,content of resource element .l,一个时隙中的 sc-fdma 符号从 =0 开始按照 增序进行传
17、输，其中具体 sc-fdma 符号l从一个时隙中的 时刻开始（ 0） 。l10s,CP)(llTN输入参数说明 输出参数 说明ULRBN为上行带宽， 的倍数，取决于RBsc小区中的上行传输带宽的配置，满足 6= =110ULmax,ULmin,Ntspl)(一个上行时隙中第个 sc-fdma 符号对应的l时间连续信号，已映射到P 天线端口sc资源块中包含的子载波数 其它参数 说明lka,资源粒子中对应的具体内容,其中 k 为映射的子载波，l 为第 l 个 sc-fdma 符号，p 为天线端口。 lN,C循环前缀长度，见下面表格l对应时隙中 sc-ofdm 符号的个数f子载波间隔，15kHzsT
18、204815sTsecondsN FFT 的大小，20481.2.2.5. LTE-A 的 OFDM 基带信号 2/1 )(2)(,12/ )(2)(,)( , RBscDLN slCPRBscDLN slCPk TNtfljplkk TNtfkjplkpl eaeats for where and . The s,CP0TNtl2RBscDL)(Nk 12RBscDL)( Nkvariable equals 2048 for subcarrier spacing and 4096 for subcarrier Hz15f Hz5.7fspacing.一个时隙中的 OFDM 从 增序进行传输，
19、其中具体 OFDM 符号 在一个时隙中的开0l l始时间是 .（ ）.10s,CP)(llTN另外，当一个时隙中的第一个 OFDM 符号是使用常规 CP（或者前几个都用常规 CP） ，而其他符号使用扩展 CP 时，使用扩展 CP 的 OFDM 符合的起始位置等于一个时隙中所有的 OFDM 符号使用扩展 CP 的情况。这样两个不同的循环前缀区域之前存在一部分未定义传输信号的时间部分。 （即使用两种循环前缀的区域之间会存在未定义传输信号的时间间隔）输入参数说明 其它参数说明DLRBNDownlink bandwidth configuration（构造外型）6=110DLmax,RBLmin,Nl
20、N,CP循环前缀长度，见下面表格sc资源块中包含的子载波数 f子载波间隔，15kHz 或7.5kHz)(,plkaValue of resource element ),(lkfor antenna port psT 204815sseconds对应时隙中 ofdm 符号的个数 N FFT 的大小，取决于子载波间隔： =15kHz，f；2048，N=4096.kHz 5.7)(k， ，都是中间变量输出参数说明tspl)(一个下行时隙中第 个 OFDMl符号在天线端口 上的时间连续信p号1.2.2.6. PRACH 随机接入信道的基带信号 10 )()21(22, 0)()(ZCZ CPRAZC
21、Nkn TtfkKkjNnkjvuPRAH eexts 其中 ，CSEQ0Tt输入参数 说明 其它参数 说明)(,nxvu随机接入前导序列 ZCN随机接入前导序列的长度固定的偏移值，表示资源块中随机接入前导的频域位置，KRAf为表示随机接入前导与上行数据直接的子载波间隔的差别，存在关系 。RAf0k 2RBscULRBsc0NnkAPPRACH一个幅值因子cpT随机接入前导序列中 CP 的长度SEQ随机接入前导序列中序列部分的长度k 中间变量输出参数 说明S(t) 时间连续随机接入信号Random access baseband parameters:Preamble format RAf0-
22、3 1250hz 74 7600hz 21.2.3. 循环前缀1.2.3.1. 子载波间干扰为了实现无码间串扰，需要在码元间增加保护间隔，如下图所示：但这会带来一个问题，因为 OFDM 是利用了正交性，如下图，这样的子载波相乘后积分为0：虽然码元间的间隔避免了码间串扰，却带来了子载波间的干扰，当不同的子载波因为时延而产生如下信号：1.2.3.2. 循环前缀下面我们具体看看加了循环前缀之后的相乘积分情况：在有两个径的情况下，假定其中一个径的时延为 0，另外一个径的时延为 1/8S，循环前缀长度也是 1/8S，则 sin2pit、sin4pi(t-1/8) 、及其乘积的波形在积分区间的部分为：明显
23、其乘积积分为 0。再看一下:有两个径，假定其中一个时延为 0，另一个时延为 1/16S，循环前缀长度是1/8S，则 sin2pit、sin4pi(t-1/16)、及其乘积的波形在积分区间的部分为：经计算其乘积部分积分仍然为 0。再假设有 3 个径，假定其中一个时延为 0，一个径的时延为 1/8S，另一个时延为1/16S，循环前缀长度是 1/8S，则 sin2pit、sin4pi(t-1/16)、sin4pi (t-1/8)及 sin2pit*sin4pi(t-1/16)+sin4pi(t-1/8)的波形在积分区间的部分为：很明显，sin2pit*sin4pi(t-1/16)+sin4pi(t-
24、1/8)积分仍然为 0，可以看出，无论有多少个径，只要循环前缀的长度大于多径时延，子载波间都可以保持正交性。可能已经注意到了，前面我们描述三个径情况下的子载波间的正交性，第一个径只画了频率为 1HZ 的信号，第二个径第三个径只画了频率为 2HZ 的信号，但实际中每个径都应该包含所有频率成分的子载波。即：时延为 0 的第一个径的信号成分：时延为 0.0625S 的第二个径的信号成分：时延为 0.125S 的第三个径的信号成分：以下直接给出结论：当考虑到一个径中所有的频率信号成分时：本地首先会根据时延最小，对应信号最强的信号，可以很容易与该径信号实现同步，并在本地产生一组同频同相的本地载波用于解调
25、，如图：我们知道，该图中 1HZ 的载波与各路径信号成分中第二个信号均是正交的，而与第一个信号则是时延关系，当进行相乘积分时，得出结果为大于 0。在实际中当相乘载波是正交关系时，积分结果为 0，不是正交关系时，根据信号分为大于或小于 0。（1 为该信号，为各路径频率为 1HZ 的载波相加后的，接受到的信号，2 为本地产生的频率为 1HZ 的子载波，3 为相乘结果。 ）可以看出该信号与本地产生的 1HZ 载波相乘后积分的结果大于 01.2.3.3. 去循环前缀关于去循环前缀目前找到的资料很少，总结如下：添加循环前缀的过程是：经过 IFFT 之后，会得到离散的复值数据，而循环前缀取的是后面一部分的
26、采样点复制到前面去，而复制数据是按采样速率进行发送的。由此图：在发射端还需要经过数模，发送滤波和上变频。而接收端进行相反的操作，其中关键就是所谓的“定时处理” ，这一部分资料还在进一步查询之中。也可以说，OFDM解调其难点有两个，1 是 FFT 的算法，2 是这所谓的定时处理，可能定时处理很简单，但确实查不到直接跟 OFDM 调制对应的定时处理，现在的查询方向是往检测方面考虑？至于FFT 的算法，则正在通过数字信号处理教课书学习中。1.2.3.4. LTE-A 的循环前缀1.2.3.4.1. OFDM parameters:ConfigurationCyclic prefix length l
27、CPN,Normal cyclic prefix kHzf15160 for l=0144 for l=1,2,3,6512 for l=0,1,2,.,6Extended cyclic prefix kzf.71024 for l=0,1,21.2.3.4.2. Random access preamble parameters:Preamble format CPTSEQT0 s3168 s245761 2042 s s3 TT4 * s8 s40961.2.3.4.3. SC-FDMA parameters:Configuration Cyclic prefix lengthNormal
28、 Cyclic prefix 160 for l=0144 for l=1,2.6Extended Cyclic prefix 512 for l=0,1.51.2.4. 传输预编码 1,.0 )(1)( 10 2) PUSCHsclayersmbPSc Mi MkjPUSCHscPUSCHscPUSCHscMlk eilxkly PUSCHsc= ：子载波数=上行共享信道分配资源块 每资源块子载波数；PUSCHRBscSN：层，0,1,2 。（每一层有 个复值符号， 分成 组，每一组对应一个layersmbPUSCHsclayersmbMSC-FDMA 符号。L 就是第几个符号即第几组的标志
29、，k 代表的是子载波序号。 ）将数据依次作串并转换，变成并行的 点数据（一个并行单元有 个数PUSCHMPUSCHM据） ，再依次送入作 点的 DFT 变换。这里指的传输预编码主要是 做一个 DFT 变换，PUSCH将数据变成频域数据。输入： ，经过复值调制后的符号序列；)1(),.0symbMd输出：DFT 后的 点数据，以 点为一个并行单元。PUSCH1.2.5. 快速傅里叶变换（FFT）加快处理速度的主要技术手段通过增加处理器单元和高基算法结构使用并行计算技术。在确定基数时应该全面考虑处理速度、算法、的结构特点和硬件资源的消耗等因素。例如，基蝶形算法由一个乘法和两个加法器组成，而基蝶形算
30、法包含三个复杂的乘法运算，虽然基处理器的处理速度是基处理器的倍，但基蝶形算法硬件使用是基的两倍。1.2.5.1. 位序操作基于 DIF 的 FFT 算法，因为在计算过程中对输入数据做奇偶分开，导致输出数据地址不再是原来顺序。按照协议，发射端 OFDM 调制输出的数据为正序。若采用基 DIF 的 FFT算法，则需通过（1）位序操作（2）改良算法 来解决位序问题。具体的位序操作与 FFT处理器的地址产生方式有关。下面以 8 点 DIF 基-2FFT 举一简单例子：若在控制模块中,数据的地址都是由二进制数表示,反序 0,4,2,6,1,5,3,7 分别由三位二进制数表示为 000,100,010,1
31、10,001,101,011,111,将每个数的第 2 位和第 0 位交换,第 1 位保持不动,可以得到 000,001,010,011,100,101,110,111,即 0,1,2,3,4,5,6,7,即将反序变为正序。对于其他点数的 FFT,如果数据地址由 n 位表示,位反转的规则为 :第 n-1 位和第 0 位交换,第 n-2 位和第 1 位交换,第 n-3 位和第 2 位交换,依此类推就可以将反序转换为正序。1.2.5.2. FFT 地址产生FFT 运算过程中,地址产生是 FFT 运算模块的关键问题之一,存储器读数据和写数据都要对应相应的存储器地址。常见的地址产生方式是通过输入数据的
32、顺序，和数据输出时的FFT 级数来产生地址，下面举一个简单例子：通过计数器产生地址。在控制模块中定义一个时钟计数器和一个级数计数器,级数计数器随级数的增加自加,在每完成一个 FFT 之后清零,时钟计数器随每一个时钟自加 ,在每完成一级 FFT 之后清零,通过这两个计数器的加减和移位可以产生所有需要的地址。另外，地址产生时可配合位序操作，即若需要位序操作，可在产生时完成。1.2.5.3. 进一步提高 FFT 的运算速度1.2.5.3.1. 流水线结构每个时钟脉冲都接受下一条处理数据的指令，只是不同的部件做不同的事情，就象生产线流水操作一样，并不是等一个或一批产品做完，再接受下一批生产命令，而是每
33、个工序完成以后，立即接受下一批生产任务。这样提高了系统处理数据的速度。但是这样虽然提高了系统的数率，但是由于采用了流水线结构使得不容易计算程序运行的时间。对一些时序要求很严的情况，该结构还是存有弊端的。并且流水线结构要求与级数相等的计算器件，因此随着点数的增加它的硬件面积也增加。1.2.5.3.2. 更高频率的内部计算时钟如果计算点数很大又要求很高的计算速度，就要在 FFT 处理器内部计算使用的时钟频率高于输入数据的时钟频率，但很高的计算时钟会造成系统的不稳定。1.2.5.3.3. 并行运算将 FFT 算法分成离散的部分可并行的步骤，以增加处理单元为代价提高 FFT 运算速度。下面以基-2 F
34、FT 运算为例，基 2=FFT 蝶形运算图为：)(1kx2kNW- 1)()(21kxWkxN另外 8 点基 2FFT 运算流程如图 1.2.5.3.3：)0(x0N- 142)6(x15)3(x70NW200N00N2- 1- 1- 1- 1- 1- 1- 10N23N- 1- 1- 1- 1)0(x12)3(x4)5(6x7图 1 . 2 . 5 . 3 . 3 8 点基 2 F F T 流程我们可以知道，N 点 FFT 运算复杂度为 ，可分成 层，每层进行N2log2logN/2 次蝶形运算，如图 1.2.5.3.3，FFT 的蝶形运算在同层内没有相关的数据，理论上讲，N/2 个蝶形运算
35、可以并行工作完成。并行运算的难度在于数据经过蝶形运算，地址是非线性变化的，这使得数据难以高速并行输入，因为正确地生成地址是采用并行运算 FFT 的关键。1.2.6. SC-FDMA 与 OFDM 的区别1.3.整体过程1.3.1. OFDM 调制1.1.1.1. 子载波数， FFT 点数和系统带宽之间的关系：信道带宽 1.4MHz 3MHz 5MHz 10MHz 15MHz 20MHz时隙长度 0.5ms子载波间隔15KHz传输带宽配置 DLRBN6 15 25 50 75 100采样频率 1.92MHz（1/2*3.84MHz）3.84MHz 7.68MHz(2*3.84MHZ)15.36M
36、Hz(4*3.84MHz)23.04MHz(6*3.84MHz)30.72MHz(8*3.84MHz)FFT/IFFT点数 N128 256 512 1024 1536 2048占用子载波数（含直流载波）73 181 301 601 901 1201PRB 个数 6 15 25 50 75 100每时隙OFDM 符号的个数7/6有效符号长度66.67usCp长常规cp（4.69us/9）*6(5.21us/10)*1（4.69us/18）*6(5.21us/20)（4.69us/36）*6(5.21us/40)（4.69us/72） *6(5.21us/80)（4.69us/108）*6(5.
37、21us/120)（4.69us/144） *6(5.21us/160)*1 *1 *1 *1 *115KHz(16.67us/32)(16.67us/64)(16.67us/128)(16.67us/256)(16.67us/384)(16.67us/512)度扩展cp 7.5KHz(16.67us/64)(16.67us/128)(16.67us/256)(16.67us/512)(16.67us/768)(16.67us/1024)串并转换I F F T并串转换增加 C P 成形D / A解调F F T串并变换去除 C P 定时A / DS0SK - 1O F D M 收发信机方框图 )
38、(110110110 /)(0P, txNNN ADSPxxIFTaSacc 转 换 点 数 1.3.1.1. 2013-3-23 补充，PBCH 解调数据流1 个子帧1 个常规 C P 的结构 1 类型的无线帧由 1 0 个 1 m s 的子帧 ， 即 2 0 个0 . 5 m s 的时隙组成 。 每个时隙由 7个 O F D M 符号组成 。P S S 位于第时隙 0 和 1 0 的最后一个 O F D M 上 。 S S S 位于时隙 0 和时隙 1 0 中的倒数第二个 O F D M 符号上 。 P S S S S S1 m s0 1 2 3 4 5 6 7 8 951 2 3 4 71 2 3 4 5 6. . .1 2 3 4 5 62 3 4 5 6 7 1 2 3 4 5 6 7 1 2 3 4 5 . . .76 6 771 2 3 4CPCPCPCP1 2 3 42 0 4 8 并行数据2 0 4 8 并行数据1.3.2. SC-FDMA 调制
