1、笼型异步电机变压变频调速系统（VVVF系统）转差功率不变型调速系统,电力拖动自动控制系统,第 6 章,概 述,异步电机的变压变频调速系统一般简称为变频调速系统。由于在调速时转差功率不随转速而变化，调速范围宽，无论是高速还是低速时效率都较高，在采取一定的技术措施后能实现高动态性能，可与直流调速系统媲美。因此现在应用面很广，是本篇的重点。,本章提要,变压变频调速的基本控制方式 异步电动机电压频率协调控制时的机械特性 变压变频调速系统中的脉宽调制（PWM）技术 基于异步电动机稳态模型的变压变频调速 异步电动机的动态数学模型和坐标变换 基于动态模型按转子磁链定向的矢量控制系统 基于动态模型按定子磁链控
2、制的直接转矩控制系统,6.1 变压变频调速的基本控制方式,在进行电机调速时，常须考虑的一个重要因素是：希望保持电机中每极磁通量 m 为额定值不变。如果磁通太弱，没有充分利用电机的铁心，是一种浪费；如果过分增大磁通，又会使铁心饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏电机。,对于直流电机，励磁系统是独立的，只要对电枢反应有恰当的补偿， m 保持不变是很容易做到的。 在交流异步电机中，磁通 m 由定子和转子磁势合成产生，要保持磁通恒定就需要费一些周折了。,定子每相电动势,（6-1）,式中：Eg 气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值，单位为V；,定子频率，单位为Hz；,定子每相绕组串联
3、匝数；,基波绕组系数；,每极气隙磁通量，单位为Wb。,f1,Ns,kNs,m,由式（6-1）可知，只要控制好 Eg 和 f1 ，便可达到控制磁通m 的目的，对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。,1. 基频以下调速,由式（6-1）可知，要保持 m 不变，当频率 f1 从额定值 f1N 向下调节时，必须同时降低 Eg ，使,常值 （6-2）,即采用恒值电动势频率比的控制方式。,恒压频比的控制方式,然而，绕组中的感应电动势是难以直接控制的，当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压 Us Eg，则得（6-3）这是恒压频比的控制方式。,但是，在低频时 Us 和
4、 Eg 都较小，定子阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能忽略。这时，需要人为地把电压 Us 抬高一些，以便近似地补偿定子压降。带定子压降补偿的恒压频比控制特性示于下图中的 b 线，无补偿的控制特性则为a 线。,带压降补偿的恒压频比控制特性,a 无补偿,b 带定子压降补偿,2. 基频以上调速,在基频以上调速时，频率应该从 f1N 向上升高，但定子电压Us 却不可能超过额定电压UsN ，最多只能保持Us = UsN ，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。把基频以下和基频以上两种情况的控制特性画在一起，如下图所示。,变压变频控制特性,图6-2 异步电机变压变频调速的控制特性
5、,Us,mN,m,如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化，按照电力拖动原理，在基频以下，磁通恒定时转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”。,6.2 异步电动机电压频率协调控制时 的机械特性,本节提要 恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性 基频以下电压-频率协调控制时的机械特性 基频以上恒压变频时的机械特性 恒流正弦波供电时的机械特性,6.2.1 恒压恒频正弦波供电时异步电动机的 机械特性,第5章式（5-3）已给出异步电机在恒压恒频正弦波供电时的机械特性方程式 Te= f
6、(s)。 当定子电压 Us 和电源角频率 1 恒定时，可以改写成如下形式：,（6-4）,特性分析,当s很小时，可忽略上式分母中含s各项，则（6-5）也就是说，当s很小时，转矩近似与s成正比，机械特性 Te = f（s）是一段直线，见图6-3。,特性分析（续）,当 s 接近于1时，可忽略式（6-4）分母中的Rr ，则,（6-6）,即s接近于1时转矩近似与s成反比，这时， Te = f（s）是对称于原点的一段双曲线。,机械特性,当 s 为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图所示。,sm,图6-3 恒压恒频时异步电机的机械特性,6.2.2 基频以下电压-频率协调控制时的 机
7、械特性,由式（6-4）机械特性方程式可以看出，对于同一组转矩 Te 和转速 n（或转差率s）的要求，电压 Us 和频率 1 可以有多种配合。在 Us 和 1 的不同配合下机械特性也是不一样的，因此可以有不同方式的电压频率协调控制。,1. 恒压频比控制（ Us /1 ）,在第6-1节中已经指出，为了近似地保持气隙磁通不变，以便充分利用电机铁心，发挥电机产生转矩的能力，在基频以下须采用恒压频比控制。这时，同步转速自然要随频率变化。,（6-7）,在式（6-5）所表示的机械特性近似直线段上，可以导出,（6-9）,带负载时的转速降落为,（6-8）,由此可见，当 Us /1 为恒值时，对于同一转矩 Te
8、，s1 是基本不变的，因而 n 也是基本不变的。这就是说，在恒压频比的条件下改变频率 1 时，机械特性基本上是平行下移，如图6-4所示。它们和直流他励电机变压调速时的情况基本相似。,所不同的是，当转矩增大到最大值以后，转速再降低，特性就折回来了。而且频率越低时最大转矩值越小，可参看第5章式（5-5），对式（5-5）稍加整理后可得,（6-10）,可见最大转矩 Temax 是随着的 1 降低而减小的。频率很低时，Temax太小将限制电机的带载能力，采用定子压降补偿，适当地提高电压Us，可以增强带载能力，见图6-4。,机械特性曲线,图6-4 恒压频比控制时变频调速的机械特性,补偿定子压降后的特性,2
9、. 恒 Eg /1 控制,下图再次绘出异步电机的稳态等效电路，图中几处感应电动势的意义如下：Eg 气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中的感应电动势；Es 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势；Er 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势（折合到定子边）。,异步电动机等效电路,特性分析,如果在电压频率协调控制中，恰当地提高电压 Us 的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持 Eg /1 为恒值（基频以下），则由式（6-1）可知，无论频率高低，每极磁通 m 均为常值。,特性分析（续）,由等效电路可以看出,（6-11）,代入电磁转矩关系式，得,（6-12）,特性分析（续）,利用与前相似的分析方法，当s
10、很小时，可忽略式（6-12）分母中含 s 项，则,（6-13）,这表明机械特性的这一段近似为一条直线。,特性分析（续）,当 s 接近于1时，可忽略式（6-12）分母中的 Rr2 项，则,（6-14）,s 值为上述两段的中间值时，机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒压频比特性相似。,性能比较,但是，对比式（6-4）和式（6-12）可以看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 项的参数要小于恒 Us /1 特性中的同类项，也就是说， s 值要更大一些才能使该项占有显著的份量，从而不能被忽略，因此恒 Eg /1 特性的线性段范围更宽。,性能比较（续）,将式（6-12）对 s 求导，并令 d
11、Te / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大转矩时的转差率,（6-15）,和最大转矩,（6-16）,性能比较（续）,值得注意的是，在式（6-16）中，当Eg /1 为恒值时，Temax 恒定不变，如下图所示，其稳态性能优于恒 Us /1 控制的性能。这正是恒 Eg /1 控制中补偿定子压降所追求的目标。,机械特性曲线,Temax,恒 Eg /1 控制时变频调速的机械特性,3. 恒 Er /1 控制,如果把电压频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制，那么，机械特性会怎样呢？由此可写出,（6-17）,异步电动机等效电路,代入电磁转矩基本关系
12、式，得,（6-18）,现在，不必再作任何近似就可知道，这时的机械特性完全是一条直线，见图6-6。,几种电压频率协调控制方式的特性比较,图6-6 不同电压频率协调控制方式时的机械特性,恒 Er /1 控制,恒 Eg /1 控制,恒 Us /1 控制,a,b,c,显然，恒 Er /1 控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。现在的问题是，怎样控制变频装置的电压和频率才能获得恒定的 Er /1 呢？,按照式（6-1）电动势和磁通的关系，可以看出，当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在式（6-1）中，气隙磁通的感应电动势 Eg 对应于气隙磁通幅值
13、m ，那么，转子全磁通的感应电动势 Er 就应该对应于转子全磁通幅值 rm ：,（6-19）,由此可见，只要能够按照转子全磁通幅值 rm = Constant 进 行控制，就可以获得恒 Er /1 了。这正是矢量控制系统所遵循的原则，下面在第6-7节中将详细讨论。,4几种协调控制方式的比较,综上所述，在正弦波供电时，按不同规律实现电压频率协调控制可得不同类型的机械特性。,（1）恒压频比（ Us /1 = Constant ）控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，但低速带载能力有些差强人意，须对定子压降实行补偿。,（2）恒Eg /1 控制是通常对恒
14、压频比控制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到rm = Constant，从而改善了低速性能。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能力仍受到限制。,（3）恒 Er /1 控制可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性，按照转子全磁通 rm 恒定进行控制，即得Er /1 = Constant而且，在动态中也尽可能保持 rm 恒定是矢量控制系统的目标，当然实现起来是比较复杂的。,6.2.3 基频以上恒压变频时的机械特性,性能分析 在基频以上变频调速时，由于定子电压 Us= UsN 不变，式（6-4）的机械特性方程式可写成,（6-20）,性能分析（续）,而式（6-10）的最大转矩表达式可改写成（6-21
15、）同步转速的表达式仍和式（6-7）一样。,机械特性曲线,恒功率调速,由此可见，当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，机械特性上移，而形状基本不变，如图所示。,图6-7 基频以上恒压变频调速的机械特性,由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。最后，应该指出，以上所分析的机械特性都是在正弦波电压供电下的情况。如果电压源含有谐波，将使机械特性受到扭曲，并增加电机中的损耗。因此在设计变频装置时，应尽量减少输出电压中的谐波。,6.2.4 恒流正弦波供电时的机械特性,在变频调速时，保持异步电机定子电
16、流的幅值恒定，叫作恒流控制，电流幅值恒定是通过带PI调节器的电流闭环控制实现的，这种系统不仅安全可靠而且具有良好的动静态性能。恒流供电时的机械特性与上面分析的恒压机械特性不同，现进行分析。,转子电流计算,设电流波形为正弦波，即忽略电流谐波，由异步电动机等效电路图所示的等效电路在恒流供电情况下可得,转子电流计算（续）,电流幅值为（6-22）,电磁转矩公式,将式（6-22）代入电磁转矩表达式得（6-23）,最大转矩及其转差率,取dTe /dt = 0，可求出恒流机械特性的最大转矩值（6-24）产生最大转矩时的转差率为（6-25）,机械特性曲线,按上式绘出不同电流、不同频率下的恒流机械特性示于图6-
17、8。,性能比较,第5章式（5-4）和（5-5）给出了恒压机械特性的最大转差率和最大转矩，现再录如下：（5-4）（5-5）,性能比较（续）,比较恒流机械特性与恒压机械特性，由上述表达式和特性曲线可得以下的结论：（1）恒流机械特性与恒压机械特性的形状相似，都有理想空载转速点（s=0，Te= 0）和最大转矩点（ sm ，Temax ）。,性能比较（续）,（3）恒流机械特性的最大转矩值与频率无关，恒流变频时最大转矩不变，但改变定子电流时，最大转矩与电流的平方成正比。,（2）两类特性的特征有所不同，比较式（6-25）和式（5-4）可知，由于 Lls Lm，所以，sm| sm| 因此恒流机械特性的线性段比
18、较平，而最大转矩处形状很尖。,Is = const.,Us = const.,性能比较（续）,Is = const.,Us = const.,（4）由于恒流控制限制了电流 Is，而恒压供电时随着转速的降低Is会不断增大，所以在额定电流时的Temax| 要比额定电压时的Temax| 小得多，用同一台电机的参数代入式（6-24）和式（5-5）可以证明这个结论。但这并不影响恒流控制的系统承担短时过载的能力，因为过载时可以短时加大定子电流，以产生更大的转矩，参看图6-8。,小 结,电压Us与频率1是变频器异步电动机调速系统的两个独立的控制变量，在变频调速时需要对这两个控制变量进行协调控制。 在基频以下
19、，有三种协调控制方式。采用不同的协调控制方式，得到的系统稳态性能不同，其中恒Er /1控制的性能最好。 在基频以上，采用保持电压不变的恒功率弱磁调速方法。,6.4 变压变频调速系统中的脉宽调制 (PWM)技术,本节提要 问题的提出 正弦波脉宽调制(SPWM)技术 消除指定次数谐波的PWM(SHEPWM)控制技术 电流滞环跟踪PWM(CHBPWM)控制技术 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术（或称磁链跟踪控制技术）, 问题的提出,早期的交-直-交变压变频器所输出的交流波形都是六拍阶梯波（对于电压型逆变器）或矩形波（对于电流型逆变器），这是因为当时逆变器只能采用半控式的晶闸管，其关断的不可控
20、性和较低的开关频率导致逆变器的输出波形不可能近似按正弦波变化，从而会有较大的低次谐波，使电机输出转矩存在脉动分量，影响其稳态工作性能，在低速运行时更为明显。,六拍逆变器主电路结构,六拍逆变器的谐波,为了改善交流电动机变压变频调速系统的性能，在出现了全控式电力电子开关器件之后，科技工作者在20世纪80年代开发了应用PWM技术的逆变器。由于它的优良技术性能，当今国内外各厂商生产的变压变频器都已采用这种技术，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才属例外。,6.4.1 正弦波脉宽调制(SPWM)技术,1. PWM调制原理以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carr
21、ier wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulation wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。,按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。这种调制方法称作正弦波脉宽调制（Sinusoidal pulse width modulation，简称SPWM），这种序列的矩形波称作SPWM波。,2. SPWM控制方式,如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SP
22、WM波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。 如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。,（1）单极性PWM控制方式,（2）双极性PWM控制方式,3. PWM控制电路,模拟电子电路采用正弦波发生器、三角波发生器和比较器来实现上述的SPWM控制； 数字控制电路 硬件电路； 软件实现。,模拟电子电路,数字控制电路,自然采样法只是把同样的方法数字化， 自然采样法的运算比较复杂； 规则采样法在工程上更实用的简化方法，由于简化方法的不同，衍生出多种规则采样法。,（1）自然采样法原理,（2）规则采样法,规则采样法原理,三角波两个
23、正峰值之间为一个采样周期Tc 自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合 规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化,在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波采样得D点，过 D作水平直线和三角波分别交于A、B点，在A点时刻 tA和B点时刻 tB控制开关器件的通断 脉冲宽度d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近,规则采样法原理,正弦调制信号波式中，M 称为调制度，0 M 1；r为信号波角频率。从图中可得,因此可得三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度,根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生SPWM波形，具体实现方法有： 查表法可以先离线计
24、算出相应的脉宽d 等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。,实时计算法事先在内存中存放正弦函数和Tc /2值，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的Tc /2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。,由于PWM变压变频器的应用非常广泛，已制成多种专用集成电路芯片作为SPWM信号的发生器，后来更进一步把它做在微机芯片里面，生产出多种带PWM信号输出口的电机控制用的8位、16位微机芯片和DSP。,4. PWM调制方法,载波比载波频率 fc与调制信号频率 fr 之比N，既 N = fc / fr根据
25、载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制。,（1）异步调制,异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式。 通常保持 fc 固定不变，当 fr 变化时，载波比 N 是变化的； 在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称；,当 fr 较低时，N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小； 当 fr 增高时，N 减小，一周期内的脉冲数减少，PWM 脉冲不对称的影响就变大。,（2）同步调制,同步调制N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。 基本同步调制方式，fr 变
26、化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定； 三相电路中公用一个三角波载波，且取 N 为3的整数倍，使三相输出对称；,为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数； fr 很低时，fc 也很低，由调制带来的谐波不易滤除； fr 很高时，fc 会过高，使开关器件难以承受。,同步调制三相PWM波形,（3）分段同步调制,把 fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同； 在 fr 高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高； 在 fr 低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低；,分段同步调制方式,（4）混合调制,可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者
27、的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。,5. PWM逆变器主电路及输出波形,图6-20 三相桥式PWM逆变器的双极性SPWM波形,图6-20为三相PWM波形，其中 urU 、urV 、urW为U，V，W三相的正弦调制波， uc为双极性三角载波； uUN 、uVN 、uWN 为U，V，W三相输出与电源中性点N之间的相电压矩形波形；uUV为输出线电压矩形波形，其脉冲幅值为+Ud和- Ud ； uUN为三相输出与电机中点N之间的相电压。,6.4.4 电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术 （或称磁链跟踪控制技术）,本节提要 问题的提出 空间矢量的定义 电压与磁链空间矢量的关系 六拍阶梯波逆变器与
28、正六边形空间旋转磁场 电压空间矢量的线性组合与SVPWM控制,问题的提出,经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。,如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作“磁链跟踪控制”，下面的讨论将表明，磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM
29、，Space Vector PWM）控制”。,1. 空间矢量的定义,交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示，但如果考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以如图所示，定义为空间矢量uA0， uB0 ， uC0 。,图6-25 电压空间矢量,电压空间矢量的相互关系,定子电压空间矢量：uA0 、 uB0 、 uC0 的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是120。 合成空间矢量：由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 us 是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变，是每相电压值的3/2倍。,电压空间矢量的相互关系（续
30、）,当电源频率不变时，合成空间矢量 us 以电源角频率1 为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压矢量 us 就落在该相的轴线上。用公式表示，则有,（6-39）,与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量 Is 和s 。,2. 电压与磁链空间矢量的关系,三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为,（6-40）,式中,us 定子三相电压合成空间矢量；Is 定子三相电流合成空间矢量； s 定子三相磁链合成空间矢量。,近似关系,当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式（6-40）中所占的成分很小，可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似
31、关系为,（6-41）,（6-42）,或,磁链轨迹,当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。,（6-43）,其中 m是磁链s的幅值，1为其旋转角速度。,由式（6-41）和式（6-43）可得,（6-44）,上式表明，当磁链幅值一定时，的大小与（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向，,磁场轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系,如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2弧度，其轨迹与磁链圆重合。这样，电动机旋转磁场的
32、轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。,图6-26 旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹,3. 六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场,（1）电压空间矢量运动轨迹在常规的 PWM 变压变频调速系统中，异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间矢量运动轨迹是怎样的呢？为了讨论方便起见，再把三相逆变器-异步电动机调速系统主电路的原理图绘出，图6-27中六个功率开关器件都用开关符号代替，可以代表任意一种开关器件。,主电路原理图,图6-27 三相逆变器-异步电动机调速系统主电路原理图,开关工作状态,如果，图中的逆变器采用180导通型，功率开关器件共有8种工作状态（见附表） ，其中 6 种有效
33、开关状态； 2 种无效状态（因为逆变器这时并没有输出电压）： 上桥臂开关 VT1、VT3、VT5 全部导通 下桥臂开关 VT2、VT4、VT6 全部导通,开关状态表,开关控制模式,对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每隔 /3 时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这 /3 时刻内则保持不变。,（a）开关模式分析,设工作周期从100状态开始，这时VT6、VT1、VT2导通，其等效电路如图所示。各相对直流电源中点的电压都是幅值为 UAO = Ud / 2UBO = UCO = - Ud /2,（b）工作状态100的合成电压空间矢量,由图可知，三相的合
34、成空间矢量为 u1，其幅值等于Ud，方向沿A轴（即X轴）。,（c）工作状态110的合成电压空间矢量,u1 存在的时间为/3，在这段时间以后，工作状态转为110，和上面的分析相似，合成空间矢量变成图中的 u2 ，它在空间上滞后于u1 的相位为 /3 弧度，存在的时间也是 /3 。,（d）每个周期的六边形合成电压空间矢量,依此类推，随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转 /3 ，直到一个周期结束。这样，在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2 弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。,（2）定子磁链矢量端点的运动轨迹,电压空间矢量与磁链矢量的关系一个由电压空间矢量运动所
35、形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，进一步说明如下：,图6-29 六拍逆变器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系,设在逆变器工作开始时定子磁链空间矢量为1，在第一个 /3 期间，电动机上施加的电压空间矢量为图6-28d中的 u1 ，把它们再画在图6-29中。按照式（6-41）可以写成,也就是说，在 /3 所对应的时间 t 内，施加 u1的结果是使定子磁链 1 产生一个增量，其幅值 |u1| 与成正比，方向与u1一致，最后得到图6-29所示的新的磁链，而,（6-45）,（6-46）,依此类推，可以写成 的通式,（6-47）,（6-48）,总之，在
36、一个周期内，6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部都在O点，其顶端的运动轨迹也就是6个电压空间矢量所围成的正六边形。,磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系,如果 u1 的作用时间t 小于 /3 ，则 i 的幅值也按比例地减小，如图 6-30 中的矢量 。可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。,图6-30 磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系,交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。,圆形旋转磁场,磁链矢量轨迹为圆形,电压矢量轨迹为圆形,控制逆变器电路,4. 电压空间矢量的线性组合与SV
37、PWM控制,如前分析，我们可以得到的结论是： 如果交流电动机仅由常规的六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。 如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。为此，必须对逆变器的控制模式进行改造。,圆形旋转磁场逼近方法,PWM控制显然可以适应上述要求，问题是，怎样控制PWM的开关时间才能逼近圆形旋转磁场。科技工作者已经提出过多种实现方法，例如线性组合法，三段逼近法，比较判断法等，这里只介绍线性组合法。,基本思路,图6-31 逼近圆形时的磁链增量
38、轨迹,如果要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的11 ， 12 ， 13 ， 14 这4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。,线性组合的方法,图6-32 电压空间矢量的线性组合,图6-32表示由电压空间矢量和的线性组合构成新的电压矢量。,设在一段换相周期时间T0 中，可以用两个矢量之和表示由两个矢量线性组合后的电压矢量us ，新矢量的相位为 。,开关状态表,（1）线性组合公式,可根据各段磁链增量的相位求出所需的作用时间 t1和 t2 。在图6-32中，可以看出,（6-49）,（2）相电压合成公式,根据式（6-39）用相电压表示合
39、成电压空间矢量的定义，把相电压的时间函数和空间相位分开写，得,（6-50）,式中 = 120。,（3）线电压合成公式,若改用线电压表示，可得,（6-50）,几种表示法的比较：由图6-27可见，当各功率开关处于不同状态时，线电压可取值为Ud、0 或 Ud，比用相电压表示时要明确一些。,作用时间的确定,这样，根据各个开关状态的线电压表达式可以推出,（6-52）,比较式（6-52）和式（6-49），令实数项和虚数项分别相等，则,解 t1和 t2 ，得,（6-53）,（6-54）,零矢量的使用,换相周期 T0 应由旋转磁场所需的频率决定， T0 与 t1+ t2 未必相等，其间隙时间可用零矢量 u7
40、或 u8 来填补。为了减少功率器件的开关次数，一般使 u7 和 u8 各占一半时间，因此,（6-55）, 0,电压空间矢量的扇区划分,为了讨论方便起见，可把逆变器的一个工作周期用6个电压空间矢量划分成6个区域，称为扇区（Sector），如图所示的、，每个扇区对应的时间均为/3 。由于逆变器在各扇区的工作状态都是对称的，分析一个扇区的方法可以推广到其他扇区。,电压空间矢量的6个扇区,图6-33 电压空间矢量的放射形式和6个扇区,在常规六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。 实现SVPWM控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间 T0 的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢
41、量 us，以获得优于正六边形的多边形（逼近圆形）旋转磁场。,开关状态顺序原则,在实际系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序必须遵守下述原则：每次切换开关状态时，只切换一个功率开关器件，以满足最小开关损耗。,插值举例,每一个 T0 相当于 PWM电压波形中的一个脉冲波。 例如：图6-32所示扇区内的区间包含t1， t2，t7 和 t8 共4段，相应的电压空间矢量为 u1，u2，u7 和 u8 ，即 100，110，111 和 000 共4种开关状态。,为了使电压波形对称，把每种状态的作用时间都一分为二，因而形成电压空间矢量的作用序列为：12788721，其中1表
42、示作用u1 ，2表示作用u2 ，。这样，在这一个时间内，逆变器三相的开关状态序列为100，110，111，000，000，111，110，100。,按照最小开关损耗原则进行检查，发现上述1278的顺序是不合适的。为此，应该把切换顺序改为81277218，即开关状态序列为000，100，110，111，111，110，100，000，这样就能满足每次只切换一个开关的要求了。,T0 区间的电压波形,图6-34 第扇区内一段区间的开关序列与逆变器三相电压波形,虚线间的每一小段表示一种工作状态,如上所述，如果一个扇区分成4个小区间，则一个周期中将出现24个脉冲波，而功率器件的开关次数还更多，须选用高开
43、关频率的功率器件。当然，一个扇区内所分的小区间越多，就越能逼近圆形旋转磁场。,小 结,归纳起来，SVPWM控制模式有以下特点： 1) 逆变器的一个工作周期分成6个扇区，每个扇区相当于常规六拍逆变器的一拍。为了使电动机旋转磁场逼近圆形，每个扇区再分成若干个小区间 T0 ， T0 越短，旋转磁场越接近圆形，但 T0 的缩短受到功率开关器件允许开关频率的制约。,2) 在每个小区间内虽有多次开关状态的切换，但每次切换都只涉及一个功率开关器件，因而开关损耗较小。 3) 每个小区间均以零电压矢量开始，又以零矢量结束。 4) 利用电压空间矢量直接生成三相PWM波，计算简便。 5) 采用SVPWM控制时，逆变
44、器输出线电压基波最大值为直流侧电压，这比一般的SPWM逆变器输出电压提高了15%。,6.5 基于异步电动机稳态模型的变压 变频调速,本节提要转速开环恒压频比控制调速系统通用变频器-异步电动机调速系统转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统, 引 言,直流电机的主磁通和电枢电流分布的空间位置是确定的，而且可以独立进行控制，交流异步电机的磁通则由定子与转子电流合成产生，它的空间位置相对于定子和转子都是运动的，除此以外，在笼型转子异步电机中，转子电流还是不可测和不可控的。因此，异步电机的动态数学模型要比直流电机模型复杂得多，在相当长的时间里，人们对它的精确表述不得要领。,好在不少机械负载，例如风机和水
45、泵，并不需要很高的动态性能，只要在一定范围内能实现高效率的调速就行，因此可以只用电机的稳态模型来设计其控制系统。异步电机的稳态数学模型如本章第6.2节所述，为了实现电压-频率协调控制，可以采用转速开环恒压频比带低频电压补偿的控制方案，这就是常用的通用变频器控制系统。,如果要求更高一些的调速范围和起制动性能，可以采用转速闭环转差频率控制的方案。本节中将分别介绍这两类基于稳态数学模型的变压变频调速系统。,6.5.1 转速开环恒压频比控制调速系统 通用变频器-异步电动机调速系统,概述现代通用变频器大都是采用二极管整流和由快速全控开关器件 IGBT 或功率模块IPM 组成的PWM逆变器，构成交-直-交
46、电压源型变压变频器，已经占领了全世界0.5500KVA 中、小容量变频调速装置的绝大部分市场。,所谓“通用”，包含着两方面的含义： （1）可以和通用的笼型异步电机配套使用； （2）具有多种可供选择的功能，适用于各种不同性质的负载。 系统介绍图6-37绘出了一种典型的数字控制通用变频器-异步电动机调速系统原理图。,1. 系统组成,2. 电路分析,主电路由二极管整流器UR、PWM逆变器UI和中间直流电路三部分组成，一般都是电压源型的，采用大电容C滤波，同时兼有无功功率交换的作用。,主电路（续）,限流电阻：为了避免大电容C在通电瞬间产生过大的充电电流，在整流器和滤波电容间的直流回路上串入限流电阻（或
47、电抗），通上电源时，先限制充电电流，再延时用开关K将短路，以免长期接入时影响变频器的正常工作，并产生附加损耗。,主电路（续）,泵升限制电路由于二极管整流器不能为异步电机的再生制动提供反向电流的通路，所以除特殊情况外，通用变频器一般都用电阻吸收制动能量。减速制动时，异步电机进入发电状态，首先通过逆变器的续流二极管向电容C充电，当中间直流回路的电压（通称泵升电压）升高到一定的限制值时，通过泵升限制电路使开关器件导通，将电机释放的动能消耗在制动电阻上。为了便于散热，制动电阻器常作为附件单独装在变频器机箱外边。,图6-38 三相二极管整流电路的输入电流波形,主电路（续）,进线电抗器 二极管整流器虽然是
48、全波整流装置，但由于其输出端有滤波电容存在，因此输入电流呈脉冲波形，如图6-38所示。,这样的电流波形具有较大的谐波分量，使电源受到污染。为了抑制谐波电流，对于容量较大的PWM变频器，都应在输入端设有进线电抗器，有时也可以在整流器和电容器之间串接直流电抗器。还可用来抑制电源电压不平衡对变频器的影响。,电路分析（续）,控制电路现代PWM变频器的控制电路大都是以微处理器为核心的数字电路，其功能主要是接受各种设定信息和指令，再根据它们的要求形成驱动逆变器工作的PWM信号，再根据它们的要求形成驱动逆变器工作的PWM信号。微机芯片主要采用8位或16位的单片机，或用32位的DSP，现在已有应用RISC的产
49、品出现。,控制电路（续）,PWM信号产生可以由微机本身的软件产生，由PWM端口输出，也可采用专用的PWM生成电路芯片。检测与保护电路各种故障的保护由电压、电流、温度等检测信号经信号处理电路进行分压、光电隔离、滤波、放大等综合处理，再进入A/D转换器，输入给CPU作为控制算法的依据，或者作为开关电平产生保护信号和显示信号。,控制电路（续）,信号设定需要设定的控制信息主要有：U/f 特性、工作频率、频率升高时间、频率下降时间等，还可以有一系列特殊功能的设定。由于通用变频器-异步电动机系统是转速或频率开环、恒压频比控制系统，低频时，或负载的性质和大小不同时，都得靠改变 U / f 函数发生器的特性来补偿，使系统达到恒定，甚至恒定的功能（见第6.2.2节），在通用产品中称作“电压补偿”或“转矩补偿”。,
