1、DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 1 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得外传 。 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. DC DC 轉換電源模塊設計 與製造方法 （ Rev ： A ） 作者 ： 梁庭燊DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 2 of 35 WARNIN
2、G！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得外传 。 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 引 言 當今 DC DC 轉換電源向著高效率 、 高功率密度 、 模塊系列化 、 及通用化發展 。 作為一獨立電源模塊功能已越來越廣泛應用到通訊 、 電腦 、 儀器儀錶 、 工業 、 交通設施及家用電器等方面 。 由於有廣闊的市場和又有技術含量 ， 所以利潤空間較大
3、 ， 開展這方面設計製造是有前景的 。 DC DC 轉換電源模 块 分反激式 、 正 激式和高頻軟開關轉換 （ 零電壓或零電流開關轉換 ） 三大類 。 三者各自有優 、 缺點 ， 選擇採用哪一類 ， 這要根據具體使用而定 。 反激式優點是電路相對簡單 ， 便於多組並聯使用 ， 應用廣泛 ， 不足之處是適合於小功率 （ 100W以下 ） 轉換 。 本文以五個不同的反激式產品開發為實例 ， 編寫內容是根據客戶提出的技術指標要求起紿 ， 如何選擇方案 、 確定電路結構 、 元件選擇 、 參數計算確定 、 變壓器設計 ， 工藝製造 、 產品實測試驗及根據使用作環境溫度試驗和溫度補償校正 ， 直至產品完
4、善之全過程闡述 。 但在產品說明中 ， 若有類似部份就不重複 。 具體設計和 計算 是 採用了電子技術中局部設計參數之近似性 ， 而結果要求獲得精確性的思路方法 ， 可給讀者對 DC DC 電源模 块 實用設計和製造有較全面的認識 ， 有助於相關專業工作 。 本文採用計算濾波電容的公式是筆者經嚴格數理推算獲得的結果 ， 這理論計算方法是適合實際電路的 。 對設計非對稱雙電源輸出的變壓器 ， 若各繞組之理論匝數值出現非整數時 ， 則繞制工藝困難 ， 作者採用調整修正 ， 迫近理想值方法 ， 重新確定各繞組匝數為整數 ， 這既方便繞制又達到設計理論值之要求 。 兩種計算方法經過實踐證明更符合實際
5、，這是有別於其他文獻資料的 。 由於以產品實例編 寫 ， 專業性和實用性較強 ， 難免有些理論環節和推導省略 ， 僅以實用方式表達 。 至於大功率正激式轉換電源等實例 ， 而後有機會再編寫 ， 望讀者諒解 。 梁庭燊 2002 年 1 月 27 日 DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 3 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得外传 。 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS S
6、UB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 目 錄 引 言 一 DC DC 822 - 00166 設計說明及試驗 4 二 DC DC 822 - 00260 設計說明及試驗 14 三 DC DC 822 - 00215 設計說明及試驗 23 四 DC DC 822 - 00 244 設計說明及試驗 26 五 DC DC 822 - 00243 設計說明及試驗 31 DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 4 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMEN
7、TATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得外传 。 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 一 DC DC 822 00166 設計說明及試驗 1. 產品技術要求 ： 1) 輸入電壓 ： 9V DC 36V DC 2) 輸入電流 ： 24V in 滿載 ， 560mA max ； 空載 ， 20mA max 3) 輸出電壓 ： 1 、 %23.3 DCV （ 在 24V in 1200mA 滿載 ） 2 、 %20.5 DCV （ 在 24V in 1200m
8、A 滿載 ） 4) 線性穩壓誤差 ： %1 （ 9 V in 36 V in 滿載 ） 5) 負載穩壓誤差 ： %1 （ 120mA1200mA ） 6) 輸出電流 ： 1 、 2 組 01200mA 7) 輸出紋波 ： 100mV p - p （ 24 V in 滿載 ） 8) 效率 ： 75% min ， 24 V in 滿載 9) 原 、 副邊之間耐壓 ： 1500V DC /0.5mA 1S 10) 輸出短路 ： 能自動恢復工作 。 11) 工作環境溫度 ： - 25 60 12) 外形殼體積 ： 長 寬 高 （ 50.82 ） (25.4 - 2 )(10.01)mm 3 2. 設計
9、步驟 1) DC - DC 變換類型和方式的選擇 實現同一功能電路的方法和結構是多樣的 （ 即不是唯一的 ）。 在實用設計中應根據用戶的要求和相應的技術指標選擇最簡單 、 最方便加工的電路結構 。 從 DC - DC822 - 00166 產品的技術指標的第 （ 9 ） 條分析 ， 輸入部份與輸出部份必須採取變壓器隔離和光耦合反饋隔離 。 要達到 DC - DC 轉換目的 ， 可把輸入的直流電轉變為交流電 （ 或開關狀態 ）， 通過隔離變壓器傳送到副邊輸出整流 、 濾波成為直流電源 。 為了確保輸出端電壓穩定 ， 必須從輸出端的電壓訊號採樣 ， 經放大反饋回輸入邊進行控制調節變送功率 。 現選
10、擇固定頻率調節開關導通的時間長短來實現穩定電壓 。 常稱 PWM 即脈衝寬度調製方法 。 上述隔離式 DC - DC 轉換中 PWM 方法也是多種多樣的 ， 但總的可分兩大類 。 一是正激式 ， 一是反激式 。 正激式是指輸入以變壓器 （ 同名端 ） 方式把能量傳送到副邊 ， 整流濾波輸出直流電源 。 反激式是當輸入原邊通電工作時 ， 輸出的副邊無電能輸出 ， 這時原邊的電磁能量儲存在電感磁芯裏 。 當原邊導通結束後 ， 儲存在電感磁芯裏的電磁能量釋放到副邊輸出 ， 每一個週期都是這樣進行著 。 這類變換的優點是 ： 電路結構簡單 ， 成本低 ； 在雙組同極性輸出時 ， 負載重的吸取儲存在電感
11、磁芯裏的電磁能DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 5 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得外传 。 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 量就多 ； 負載輕時 ， 吸取的就少 ， 多餘的電磁能量反回到原邊 ， 對負載調節有利 。 缺點是 ： 峰值電流大 、 紋波大 （ 要加大濾波電容 ）。 變壓器
12、及磁芯設計和工藝要求高 。本設計認為 ， 在低壓小功率 、 小體積的條件下 ， 採用反激式更為合適 。 在反激式中 ， 本設計採用最簡單的單端反激變換方法 。 當輸入電壓和輸出負載變化時 ， 以控制一個開關管的導通時間來調節穩定輸出電壓 。 在單端反激變換中 ， 從原理上只利用磁芯的 B - H 磁滯回線第 I 象限部分 。 筆者認為只要技術上處理好 ， 變壓器繞制合理 ， 漏感少 ， 這種 變換效率是高的 。 2) 電路定性組合 見圖 (1 - 1) ， T 1 是單端反激變換變壓器 ， 原邊端串接開關管 Q 1 ， 由 IC 1 產生脈衝訊號驅動開關管 Q 1 ， 使原邊線圈上的電流處於通
13、 、 斷狀態 。 副邊是在原邊關斷後 ， 吸收電感磁芯儲存的電磁能 ， 通過二極管 D 2 、 D 3 輸出 ， C 10 、 C 12 、 C 13 作儲能濾波 ， 把那些不連續的能量成為連續輸出的電能量 。 為了控制 3.3V 和 5V 輸出的電壓穩定 ， 對兩組電壓分別用 R 17 、 R 18 、 R 19 、 R 25 進行採樣 （ Cross 調節採樣 ） 到 IC 3 ， 經放大控制 IC 2 光電耦合塊 ， 輸出電流電壓的變化轉變為光亮度的變化 ， 再由光電 管轉變為電流加到原邊 IC 1 腳 。 這是一個誤差放大器輸入端 。 輸入電壓與原設定電壓的差值即被放大 ， 並控制IC
14、 1 腳輸出的脈衝寬度 ， 達到調節輸出穩壓的功能 。 IC 1 腳為誤差放大器輸出端之一 ， R 7 為負反饋電阻調節靜態放大倍數 ， 在閉環反饋控制系統中可視為比例反饋 。 其實 DC - DC 穩壓電源的數學模型是屬一個小型閉環反饋控制系統 ， 視為 PID 網絡拓樸處理計算 。 C 6 為微分反饋 ， 也可抑制幹擾和雜訊作用 。 C 7 、 R 12 組成積分反饋 ， 有利配合調整系統滯後時間常數 ， 使系統穩定 。 R 11 電阻作開關管電流採樣 ， 並到 IC 1 腳 ， 這是電流限制器輸入 （ 在大功率開關電源中往往用電流互感器取代 R 11 ）。 過流時可控制 腳輸出 。 R
15、10 、 C 8 是形成鋸齒波 。 IC 1 腳提供 4V DC 穩壓輸出 。 R 6 、 C 4 與 IC 1 腳組成RC 振盪 ， 並作 IC 1 的時鐘頻率 。 Q 3 、 R 13 補償鋸齒波作用 。（ 詳述可參考 IC 1 功能說明 ）。R 14 是預供 IC 1 腳電壓 ， 可減少 R 11 又達到限流目的 。 Q 2 、 R 1 、 R 2 、 D 1 組成通電起動時向IC 1 腳提供起動電流的電路 。 起動後 IC 1 腳輸出 4V ， 由 Q 4、 R 4、 R 5 組成關閉 Q 2 管 （ 因為 Q 4 導通 ， Q 2 關閉 ）， 由輔助電源繞組經 D 1 、 C 11
16、、 C 3 整流濾波供電 。 R 2 、 R 24 、 C 15 是釋放關斷時電感兩端產生的尖峰電壓電流 ， 防止開關管過壓擊穿 。 C 1 、 C 2 作退耦 ， 防雜訊作用 。 R 9 驅動阻尼 ， R 23 使開關管 （ MOSFET ） 柵源電容接地保護 MOSFET 管 ， C 14 減少原邊瞬態波動對輸出的影響 。 DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 6 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得
17、外传 。 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 圖 （ 1 1 ） 1 2 3 4 5 6ABCD654321DCBATitleNumber RevisionSizeBDate: 4-Feb-2002 Sheet of File: D:MyDocsSCHD01-2859(1-1).ddb Drawn By:Q4MMBT2222ALT1Q2MMBT2222ALT1C12.2uF/50vC22.2uF/50vR130k+/-5%R2220ohm+/-5%R24200ohm+/-5%C30.1
18、uF/50VR422K+/-5%R575K+/-5%C4820pF/50VC50.1uF/50VC61000pF/50VC8220pF/50VR612K+/-1%R7100K+/-5%R83.3K+/-5%R91ohm+/-5%R10510ohm+/-5%Q3MMBT2222ALT1C12220uF/10VC13220uF/10VR15220ohm+/-5%R1733k+/-1%R1962K+/-1%R1810K+/-1%R161k+/-1%C90.1uF/50VD1BAV70LT13.3V1200mA5V1200mACOMMONPIN3PIN5PIN4PIN1PIN2C101uF/16V18
19、12 18120805 0805 120608050805080508050805080508050805080508051206080520100805 0805 0805080508050805R123.3k+/-5%C70.1uF/50V0805 0805SOT-23SOT-23SOT-23SOT-23DPAKTO-92R133.3k+/-5%1206R1410K+/-1%0805080573437343 120624V TO +3.3V/5V DC-DC CONVERTER ,10W,5PIN DIL PKGRFQ#D00-2859(822-00166) 02D2CMSH5-40BKD
20、3CMSH5-40BK14Ts12Ts9Ts6Ts4X5R3200ohm+/-5%1206R201.5K+/-5%R211.5K+/-5%R223.3ohm+/-5%Q5MMBT2222ALT1080508051206SOT-23R2310K+/-5%1206VCC 9-36V1206SMCSMCR252k+/-1%0805C160.1uF/50V0805T1287641 5 3IC1UC2813SO-8IC3LMV431IZIC2PC357N2TC141000pF/2000VC15100pF/200VC1110uF/16VR110.12ohm+/-5%Q1MTD20N06HDLDC-DC 转
21、换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 7 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得外传 。 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 3) 元件選擇和參數計算確定 A. 元件選擇 元件質量和選取恰當否 ， 將是直接影響產品質量 。 在選件中既要考慮質量 ， 也要考慮成本造價 ， 綜合起來以僅滿足或稍留有餘地的技術指標為宜
22、 。 1) 開關管應以 MOSFET 類 ， 對耐峰值電壓 、 承受峰值電流 、 開通電阻 、 關斷漏電流 、 頻率響應 、 溫度範圍都要滿足設計要求 ， 且稍留餘量 。 若追求過高必增加成本 ，不利於市場價格競爭 。 現選 MTD20N06HDL （ 耐壓 60V 、 20A 、 開通電阻 07.0 ， 正常工作柵壓 5 - 6V ）。 2) IC 1 選擇 。 開關電源專用集成塊種類很多 ， 根據本開關電源輸入電壓低 ， 變化範圍大及空載時輸入電流要求小的特點 ， 選擇 UC2813 。（ 起動電壓 4.1V ， 最大工作電壓 12.5V ， COMS 塊靜態工作電流 4mA ， 溫度 -
23、 25 70 工作 ）。 3) 輸出整流二極管 D 2 、 D 3 ， 選壓降小 、 反向耐壓大於輸出電壓 3 倍以上 。 溫度範圍和峰值電流都要滿足設計要求 。 可選 CMSH5 - 40BK 型 。 4) 儲能 、 濾波電容 C 12 、 C 13 ， 耐壓應大於輸出電壓 3 倍 ， 容量和 ESR 值要根據電路計算和實驗確定 。 5) IC 3 集成穩壓器 LMV431IZ （ 或 TL431 型 ）， 調整極電壓有 2.5V 和 1.24V 兩種精度有 1% 和 1.5% 兩種 。 根據本公司現有的 BCP 印刷板作最簡單線路改造 ， 選用調整極為 1.24V 的集成穩壓器 LMV43
24、1IZ （ 或 TL431 型 ）。 6) 光電耦合塊 IC 2 採用通用 PC357N2T 型 。 7) 三極管 Q 2 、 Q 4 要求 Vceo 40V ； 其中 Q 2 ： I Cmax 100m A ； Q 4 ： I Cmax 20mA ； Q 5 ：I Cmax 200mA ， 其他管都選小功率低壓管 。 為便於購置 ， 皆採用 MMBT2222ALT1 管型 。 8) 小電容用耐溫陶瓷電容 ， 電阻用瓷質電阻 。 B. 元件參數計算確定 1) 3.3V 、 5V 輸出採樣訊號放大反饋設計計算 （ 亦稱 Cross 調整設計 ）。 在雙正電源 （ 或多源 ） 採樣參數網路中 ，
25、只要稍變動其中參數就影響雙組輸出電壓 。 用實驗方法確定這些參數是非常困難的 ， 必須精確計算確定幾個參數量值關係 。 見電路圖 （ 1 - 2 ）， 為便於分析計算 ， 把圖 （ 1 - 2 ） 等效為圖 （ 1 - 3 ）， 其中 ， E 1 =3.3V ， E 2 =5V ，IC 3 輸入阻抗大於 R 17 、 R 18 、 R 19 。 從圖 （ 1 - 3 ） 建立方程 ， 結合給定條件進行求解 ，（ 具體求解過程 ： 略 ） 得到( )251717 RRR += 、 R 18 、 R 19 數值 ， 這些數值非整數電阻 。 本公司尚未購置 ， 可在技 DC-DC 转换电源模块设计与
26、制造方法 Rev.:A Page 8 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得外传 。 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 術上和誤差範圍內作調整得到 %11018 = KR , %16219 = KR , %135251717 =+= +KRRR ， 其中 %13317 = KR , %1225 = KR ， 電阻 外型用
27、0805 型 。 2) IC 2、 IC 3 參數計算 ： IC 2 裏的光電發射管要求約 1mA 工作 ， IC 3 陰極約 2V 工作 ，發射管壓降 V D =1.1V ， 則 ： %52201 21.13.315 = mA VVVR 給予 IC 3 1.3mA 工作電流 ， 則 ： %513.1 23.316 = KmAVVR 試驗確定 ： VfC 501.09 m= ， 電阻 、 電容外形用 0805 型 3) IC 2 與 IC 1 有關參數計算 ： 從副邊 IC 2 反饋到原邊 IC 2 的光電管電流訊號流過的負載電阻 ， 要根據 IC 1 腳正常輸入電壓 2V （ 靜態 ） 決定
28、光電接收管工 作電流（ 0.3mA1.2mA ）， 選擇工作點為 0.6mA ， 則 %53.36.0 28 = KmAVR ， 用 0805 外形電阻 。 4) 電源工作頻率的確定 。 工作頻率高可減少體積 ， 但各種高頻效應跟隨而來 ，給工藝和製造帶來很多麻煩 。 因此以擇中方法來確定頻率 300KHz 。 IC 1 （ UC2813 ，S0 - 8 ）， 振盪頻率 RCf 5.1= ， 另外手冊給出 R 、 C 與 f 關係曲線 ， 綜合兩者 ， 則有VpfC 508204 = ， %1126 = KR ， 用外型 0805 元件 。 5) 誤差放大器負反饋參數 C 6 、 C 7 、
29、R 7 、 R 12 ， 即 PID 網絡參數確定 ， 在傳統的和現行的設計方法中主要是用經驗試探法 （ Try and error ）。 從輸入到輸出採樣反饋 C9IC3R16R19R15R17IC2R185VVAVB3.3V图 （ 1-2）R17 R19R18VAE1 E2+ + R17 R18R19VAE1 E2+ +VB图 （ 1-3）DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 9 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本
30、文件未经批准不得外传 。 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 回輸入邊 ， 控制再到輸出 ， 由於經兩次隔離 、 傳遞和佈線等多因素影響瞬態滯後 、幅度和相頻特性 ， 難以確定計算參數的已知條件 。 所以只有依靠經驗試探法確定參數 。 在試驗中 ， 每修改一次補償網絡 PID 參數時 ， 都要注意電源瞬態性能 、 幅頻 、相頻特性和穩定性 ， 直至滿足瞬態值和穩定性為止 ， 則 VpfC 5010006 ，VfC 501.07 m= ， %51007 = KR ， %53.312 =
31、KR 。 這些元件耗功很少 ， 都可用 0805 外型件 。 6) 電源起動元件參數計算 ： 提供 IC 1 起動的電流應以輸入最低電壓值計算 ， 即9V 。 同時要考慮到 IC 1 有 5V 輸出驅動開關管 ， 另外要克服開關管柵源之間電容（ 10002000pf ） 瞬態 ， 所以設總起動電流 10mA ； Q 2 管壓降 V Qe =0.8V ； 二極管壓降V D1 =0.7V ， 則限流電阻 ： ( ) = 250105 21min2 mA VVVVR QDin ， R 2 取 %5220 ， 用 0805外型 。 求 R 1 、 Q 2 是提供 IC 1 總起動電流 ， 設老化後 ，
32、 Q 2 放大倍數 =120 ， 基極電流 ：mAmAIb 083.012010 = ， 則 ( ) = KmA VVVVI VVVVRbDbein 2.31083.057.07.0951min1 ， 取 %5301 KR 求關閉 Q 2 ， 起動 Q 4 電流的基極電阻 R 4 、 R 5 。 Q 4 的負載電阻 R 1 上的電流變化範圍0.3mA1.2mA. （ V in =9V36V ） 設 Q 4 老化後 =100. （ 工作電流小 ， 值下降 ） 則I b 於 0.0030.012mA ， 充分起動後 ， IC 1 腳輸出 電壓 4V ； 開通 Q 4 管 ， 以 Q 4 最大I C
33、 =1.2mA ， V be 0.7V 計算 ， 則 ： =+=+= KmAmAVRVIVVRC34.750318.0012.0 3.37.0 7.0445b取 R 4 =22K 5% ， R 5 =75K 5% 採用 0805 外形電阻 。 核算最低電壓時關閉電壓值 ： ( )bebeC VRVIRV + +=4min5cos b 代入 VVKVmAKV 24.37.0227.01003.075cos =+ += 可見起動和關閉的參數是合理的 。 7) Q 3 、 R 13 、 R 10 、 R 11 組成限流和補償電路 （ 可 參考 IC 手冊說明功能 ）， 當%551010 =R ， %
34、53.313 = KR ， IC 1 腳上幅值變化 0.275V ， 補償係數 0.137 。R 11 電流反饋采樣電阻 %512.0 ， 最大平均耗功 0.27W ， 採用 0.5W 的 2010 外型 。IC 1 腳限流保護電壓 1V （ 手冊提供參數 ）。 顯然 R 11 要流過 8.4A 才能保護 ， 為了限 DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 10 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得外传 。
35、 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 流 ， 用 R 14 預加一直流電壓 ， 這樣限流電壓與電流關係有 VVRIVRR R DQPK 1137.04 311101410 + 則 R 14 =7 .5K 10K C 8 取 Vpf 50220 , %519 =R , %51023 = KR 8) C 15 、 R 3 、 R 24 組成削去開關管關斷時電感線圈產生反峰值電壓電流的電路 ， 該參數若按理論計算獲得好的方波時 ， 卻耗損了較大的功率 。 因此 ， 應以實際開關管能承受耐壓的
36、前提下 ， 耗功不大可削去反峰值尖峰電壓確定其參數 （ 具體可用示波器觀測 ）。 VpfC 20010015 = ， 外型 1206 ， R 3 =R 24 =200 5% ， 外型 1 206 。 輸入端並電容可減少幹擾和浪湧 VfCC 502.221 m= 。 9) C 12 、 C 13 濾波電容 。 要儲存整流後的電能量 （ 當然有部份輸出到負載 ） 能連續提供給負載 ， 其紋波峰值小於 100mV 。 有理論公式和經驗公式 ， 可初步確定濾波電容量值 。 但由於各廠家工藝質量不同 ， 加之電路板設計 、 變壓器工藝等都影響輸出紋波 ， 所以計算參數後 ， 仍應用實驗方法對紋波測試是否
37、合符要求 ， 尤其是那些尖窄的紋波是否被除去 。 總電容量 DfV ICripple = 02 ， 最小電容量 CC 21min = 。 紋波電壓 0V 與電容的 ERS ， 有 ERSIV rippleripple = . 以 mVVripple 80= ， KHzf 300= ， 5.0=D ， 則 fC m20012 = 。 考慮電容 ERS ， 故取 Vf 10220m （ 3.3V 輸出 ）。 同理 ： 5V 輸出 ： fC m20013 = 。 考慮電容 ERS ， 故取Vf 16220m 。 實際上 ， 在 5V 輸出端並 VfC 16110 m= 去尖窄波 。 10) Q 5
38、、 R 20 、 R 21 、 R 22 組成 3.3V 與 5V 輸出之間動態負載調節的電路 ， 當兩組負載電流差別不大時 Q 5 僅流過 510mA ， 當兩組負載電流差別很大時 Q 5 電流增加 ， 減少兩組輸出電壓差 。 Q 5 暫用 2222 管 ， %55.12120 = KRR ， 用外型 0805 ，%53.322 =R ， 用外型 1206 。 3 變壓器設計 製作單端反激式高頻開關電源 ， 高頻變壓器的設計和製作是至關 重要的 。 有傳統的推導公式 ， 有 MOTOROLA 公司和 PHILIPS 公司經驗公式 。 對照各種的計算公式時 ， 我們察覺到有些相近似 ， 有些差
39、別較大 ， 計算結果有些與實際有差別 ， 不宜直接使用 （ 是否機密部份未公開 ?! ）。 雙組或多組非對稱的 “ + ” 電源輸出設計計算是複雜的 。 現有產品中不是所有廠家都能做好的 。 比喻 ERICSON 公司產品 PKF4628 模塊 。 電路技術指標闡述清楚 ， 而且例行試驗也做得較好 ， 但 5V 、 3.3V 輸出就欠佳 ， 只能做到 5.20V 和 3.27V 輸出 。很顯然是變壓器沒有做好而產生較大的偏差 。 作者首先採用傳統成熟的理論推導 計算 。 DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 11 of 35 WARNING！ ALL SHEETS O
40、F THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得外传 。 BE RELEASED OUTSIDE OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 當這些理論值在實際中較困難實施的時候 ， 只有以分析計算修正原計算的理論值 ，使兩組非對稱性輸出電壓在誤差範圍內 。 以下進行分析逼近計算確定 。 在反激式裏 ， 每個開關工作週期通過原邊線圈 L P 的電流從 0 增到最大值 I PK 所產生的儲存能量必須大於 （ 等於 ） 輸出能量 ， 這樣
41、才確保正常的能量輸出 。 則原邊電感電流與輸出功率 ， 有 ： fILP PKPo 221 在開關狀態時 ， 原邊電壓 V S 有 onPKPS tILV = 其中 t on 導通時間 ， 設 D 為占空比 ， fDTDt Son 1= 從上兩式基本慨念裏 ， 以原邊最低電壓要求 ， 有 ： 原邊電感量 ( ) fI DVLPKSP = maxmin .(1) 原邊峰值流 ( ) maxmin2DVPISoPK = (2) 設 5.0max =D ， ( ) VVS 9min = ， WPO 10= ， KHzf 300= ， 則 ： AI PK 5.4= ， HLP m3.3= ，磁芯選現有
42、 EFP - 15 - 3F3 ， 實測資料 ： 截面積 A e = 0.1219cm 2 ， 窗口面積 A W = 0.50cm 2 ， 磁路長度 l e =3.29cm 當 f = 300KHz ， B W = 0.2T ， 在第 I 象限工作 ， 取 WW BB 21= 為避免磁飽和及擴大儲能 ， 留磁芯氣隙 ： ( )224.0WePKPg BAILI= p .(3) 代入數據 ， 有 ( ) ( )cmI g 068.01.01219.0 5.4103.34.0 226= =p， 這是視變換能量儲存在氣隙的值 。 變壓器原邊 匝數 WePKPP BAILN= (4) 代入 TNP 1
43、8.121.01219.0105.4103.3 46 = 若以方波 ( 開 、 關 ) 電流導通期間伏秒值計算原邊匝數( ) ( )fABDVABtVNeWSeWonSP = maxminmin (5) ， 代入數字有 )(31.12103001219.01.0105.0934TNP = = 可見 （ 4 ）（ 5 ） 兩種不同的方法計算結果是基本一致的 ， 故取原邊 N P =12 匝 ， 伏 / 匝 =0.75 伏 / 匝 副邊 3.3V 組繞匝 ： ( )( )( )PSDOS NDVDVVNmaxminmax1 11+= (6) 其中 V D 為二極管壓降和線圈內阻壓降 ， 代入1SN
44、 = 5.18 匝 同理 ： 副邊 5V 組繞匝 ：2SN = 7.47 匝 很顯然雙組輸出電壓低 ， 線圈匝數少 ， 又非整數 ， 繞制較為困難 ， 如果四捨五入 ，其輸出電壓偏差較大 （ 因為有 0.75 伏 / 匝 ）。 處理這類技術問題 ， 只有對原 、 副的匝數 ， DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 12 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经批准不得外传 。 BE RELEASED OUTSIDE
45、OF E&E OR ITS SUB-CONTRACTORS WITHOUT AUTHORIZATION. 以整數改變為原則作重新調整 ， 用逐次逼近方法計算尋獲最佳值 ， 有原邊 TN P 14= ；副邊 TNS 61= （ 3.3V ）， ( )VTNS 592= 由於線圈匝數改變 ， 電感 、 峰值電流 、 占空比和磁芯空隙都作相應的調整改變 ， 以滿足整體設計要求 。 導線線徑確定 ， 在計算中常用電流密度 ： ( )xeWj AAKJ = .(7) 其中 ： K j - 電流密度比例係數 。 X 磁芯給出值 0.12 0.17 （ 具體可查手冊 ） 其實 ， 電流密度 3.0A/mm
46、2 5.6A/mm 2 之間對於匝數少的高頻變壓器來說 ， 確定電流密度大些或小些意義不大 ， 只要控制在升溫範圍內便可 。 在高頻狀態下 ， 趨膚效應非常嚴重 。 計算單股線截面積也只能作參考 ， 應用多股導線繞制 。 原邊平均電流 ( ) h=mininoP VPI .(8) 其中 效率 （ 最小 ） 0.75 導線截面積 JIS PP = .(9) 設電流密度 25.4 mmAJ = 代入 (8) 、 (9) 式 ， 有 AI P 5.1= 截面積 S P = 0.33(mm 2 ) 相當於線徑 d = 0.648mm 用多股線徑 ： p PSrd 41= (10) 其中 r 選擇導線股
47、數 選原邊兩股 ， 代入 （ 10 ） 式 ， 得 d=0.324 可定 ， 29 號高強度漆包線 ， 雙線繞制原邊 。 同理 ， 副邊 3.3V 、 5V ， 可用三股 30 號線繞制 ， 輔助電源 N S3 =12T ， 選 30 號線雙股繞制 。 4 變壓器繞制工藝 高頻變壓器對繞制工藝是很考究的 。 如何做到緊密耦合 ， 減少漏感 ， 這要根據磁芯而定 。 若方法不當 ， 則效果很差 。 本變壓器繞制是副邊 5V 組繞最內層 ， 第二層是原邊繞組 ， 第三是副邊 3.3V 繞組 ， 第四層是輔助電源繞組 。 每組只繞一層 ， 排列緊密且整齊 ，原邊與三組副邊都是異名端 ， 繞制後浸絕緣
48、漆烘乾 ， 兩 山字形磁芯密合且用膠固定 。 空氣隙的處理要與電子控制電路配合 ， 以不飽和為止 ， 且結合線性精度 ， 負載波動和整體電源轉換效率作統疇處理 。 線性誤差與負載變化引起的電壓輸出誤差 ， 應處於同一數量級 ， 把效率儘量提高 。（ 有些廠家的產品 ， 其線性誤差遠小於負載變化引起電壓誤差 ， 或兩者過高而損失了轉換效率 。） DC-DC 转换电源模块设计与制造方法 Rev.:A Page 13 of 35 WARNING！ ALL SHEETS OF THIS DOCUMENT ARE CONTROLLED DOCUMENTATION AND ARE NOT TO 警告 ： 本文件未经
